引言
驻波比（VSWR）是用来测量射频电路中阻抗失配度的指标。驻波比过大会将会影响通信距离，降低信息传输的质量，并且会导致射频电路出现一系列问题。位于天线前端的功率放大器是对驻波恶化最为敏感的部件，反射功率返回到功率放大器中，情况严重时可导致高功率放大器造成永久性损坏，我们通常称之为驻波失效。在这种情况出现时，对高功率放大器进行有效的保护是十分重要的。
沿着传输线传输的电压和电流是通过某特定比值联系起来的，这个特定比值称之为特性阻抗Z0。当功率放大器输出端接有与传输线特性阻抗相等的负载时，射频能量将全部传送到负载上，而阻抗失配将导致驻波的产生。当阻抗失配时，入射波电压与反射波电压相叠加，在传输路径上将产生电压的最大值Vmax和最小值Vmin，定义Vmax/Vmin为电压驻波比VSWR。
我们知道：
如果反射系数已知，就可以计算出驻波比：
这里Vi是入射波电压，Vr为反射波电压，Z0为特性阻抗，Z1为负载阻抗。反射系数
。
由此看来，功率放大器驻波比的测量与保护的问题最终可以归结为功率放大器输出端正、反向功率检测，以及使用合适的电路方案实现对功放部件实施保护的问题。
射频功率检测
传统的检波电路是利用二极管半波整流特性实现的，其输出检波电压正比于输入电压，与输入功率成指数关系。带有温度补偿的二极管检波器在较大的检波输入功率条件下（+10～+15dBm）可以具备很好的性能，而当输入功率降低时，其性能会急剧恶化。因此，在发送信号的峰值-平均功率比不固定的时候，便难以做到对功率的精确测量。此外，二极管检波电路工作频带相对较窄，在宽带场合应用时会造成检波平坦度的恶化，导致全频带范围内检波值的一致性无法满足要求。
相比较而言，真有效值对数检波器的动态范围更宽，最高的可以达到100dB。并且其线性特性和温度稳定性也能够在整个动态范围内保持恒定，最重要的一点是，真有效值对数检波器的输出检波电压与输入信号电平成正比，也就是通常我们所说的具有对数响应特性。对数检波器的对数响应特性使其在驻波比检测和增益测量方面得到了广泛的应用。本文所提出的驻波保护电路方案中使用的是ADI公司的一款真有效值功率检测器AD8362，它适用于测量无线通信设备所通用的复合调制波形，包括峰值因数（峰值-平均功率比）不断变化的复杂调制信号。在整个动态范围和-45℃～+85℃的温度范围内保证有优良的精度和温度稳定性。 AD8362提供以分贝（dB）为单位、经过精确标定的50mV/dB线性输出电压，动态范围超过60dB。另外，AD8362的工作频率上限可高达2.7GHz，非常适合宽频带应用。
功率放大器过驻波保护电路方案
在大功率无线通信发送设备中，为了对射频功率放大器实施有效的输出驻波比检测和保护，系统通常要求：当功率放大器输出驻波小于等于3时，功率放大器正常工作；当输出驻波位于3和6之间时输出功率降低10dB；当输出驻波大于6时立即关闭功放以对功放实施保护。
根据系统要求笔者设计了图1所示的驻波检测和保护控制电路，电路中使用了定向耦合器、AD8362真功率对数检波器、单电源运算放大器、门限比较器以及衰减器。衰减器可以用∏型电阻网络实现。在射频频段，定向耦合器可以用宽边耦合带状线实现，该类定向耦合器的具有尺寸小、损耗低、耦合平坦度及方向性好等优点。下面我们针对图1所示电路方案进行分析。
图1 驻波检测电路原理图
图1中Pf代表从功率放大器输出至天线的功率，我们称之为入射波功率；Pr代表从天线端反射的功率，我们称之为反射波功率。入射波功率和反射波功率的单位都为mW。假定定向耦合器的耦合度为C，方向性为D，正反向检波支路上的衰减器的衰减量为A，那么可以很容易地由图1得出：
入射波耦合到正向检波支路入口处的电平值为：
反射波耦合到正向检波支路入口处的电平值为：
那么，正向检波支路入口处的总功率为
，对应的电平值为
同样可以得到，反向检波支路入口处的总功率为
，对应的电平值为
因为AD8362的检波特性函数可以表示为：
，也就是
，即输出检波电压和检波器输入电平呈线性关系。
因此正向检波输出电压
和反向检波输出电压
分别为：
根据反射系数的定义，知道：
将（6）式代入（5）式可以得到：
从公式（7）可以看出，定向耦合器的耦合度C对于正反向两路检波器的差值是没有影响的，但定向耦合器的方向性对其的影响是显著的。用matlab工具画出与反射系数之间的关系曲线（图2）。
图2 用matlab工具画出与反射系数之间的关系曲线
从图2中的曲线可以看出，与反射系数呈现单调的函数关系，也就是说，当值确定以后，就可以由公式（7）唯一地确定。随着方向性D的增大，对应于不同反射系数的值之间的差别相应增大，这有利于我们在实际应用中针对不同的驻波情况进行处理。相反，随着方向性D的减小，曲线的变化趋于平缓，不同的反射系数对应的之间的差别减小，很难针对不同的驻波情况进行区分和保护。这个结果对定向耦合器的方向性指标提出了要求，通常情况下，方向性在15dB以上就能够很好地满足实际需求了。
我们可以很容易地根据驻波比与反射系数的数学关系：
计算出当VSWR等于3和6时分别对应的反射系数分别为1/2和5/7。将该值代入（7）式中，并且假定定向耦合器的方向性为20dB，就可以得到驻波比为3和6时正反向检波电压之差分别为0.29和0.14。我们将检波器之后连接的运算放大器的增益设定为10，那么。有了这样的关系，可以将运算放大器的输出和已设定的两个门限相比较，当时，功放正常工作；当时，控制电路控制衰减器使功放输出衰减10dB；当时，控制电路关闭功放，同时向系统发出高电平-过驻波告警信号。
结语
实时的驻波比检测和保护电路是完整射频功放电路设计中不可缺少的部分，利用对数检波器结合定向耦合器、运算放大器电路和相应控制电路实现的实时驻波门限检测电路，简化了实际电路的设计过程，提高了驻波比检测的准确度。电路试验表明，本文所提出的方案能够高精度地检测射频功放电路的输出驻波状态，并能及时、有效地对功放输出负载发生变化时作出反应，极大地提高了功率放大器的可靠性。
参考文献：
[1] Steve C. Cripps,RF Power Amplifier for Wireless Communications，1999.
[2] 清华大学《微带电路》编写组，微带电路，人民邮电出版社，1979.
[3] R. Brounley,“Mismatched Load Characterization for High-Power Amplifiers,” High Frequency Elec-tronics,April 2004.
[4] 50Hz to 2.7GHz 60dB TruPwr Detector，Analog Device，Inc.，2004.
[5] ImprovingTemperature，Stability，and Linearity of High Dynamic Range RMS RF Power Detectors.Application note AN-653，Analog Device，Inc.，2003.