1引言

　　功率因数校正（PFC" title="PFC">PFC）技术能够实现各种电源装置电网侧电流正弦化，使电网资源得到充分利用，基本上消除负载对电网、负载对负载之间的高次谐波污染，净化电网。单相PFC已进入实用阶段，实现方式多种多样，较为常见的有用UC3854为控制IC设计的3kW以下的PFC电路，但该电路较为复杂，外围元件多，特别是小功率的应用，如150W，该电路就显得复杂，成本高。本文介绍了用TOPSwitch设计的功率150W以下简捷的PFC电路设计。

2TOPSwitch在PFC中应用的设计原理

　　TOPSwitch为三端脉宽调制（PWM" title="PWM">PWM）开关，实现相同的功能，TOPSwitch外围元件最少。并且TOPSwitch具有开关电源所有必须的功能，内含功率MOSFET，PWM控制器，内起动电路，环路补偿和热关断电路。所以它能使电源电路得以进一步简化，缩短设计时间，此为TOPSwitch设计的最大优点，并且TOPSwitch设计电源电路保证高的电源效率。

　　图1为一个简单的应用TOPSwitch设计的升压型PFC电路，TOPSwitch工作频率为100kHz，远高于电网频率，通过电源滤波器在电网侧可以实现正弦输入电流波形，并且与输入电压的波形同相。这个电路在提升电感上产生的波形示意图如图2所示。虚线为经过电源滤波器在电网侧出现的电流波形。该波形就是开关管工作在电流断续状态下产生的。在提升电感、TOPSwitch和提升二极管上的电流IL、IT、ID如图3所示。在这个电路中IL=IT＋ID，IL的电流波形即为IT和ID电流波形的简单叠加，图4为平滑后的理想波形，图5为实际测试的波形。从图中可以看出，在固定周期的情况下，它的电流与正弦电流相差较大，经过补偿后的输入电流实际测试波形如图6所示。总谐波失真（THD）不超过18％，功率因数（PF）为0.978。

图1应用TOPSwitch设计的升压型PFC电路

图2流过提升电感的电流波形示意图

图3IL、IT、ID波形

图4理想波形

图5实测波形

图6经补偿后的实测电流波形

　　TOPSwitch各开关周期的平均值IT(avg)可用公式（1）和（2）计算出来。公式中T为一个工作周期，IPK为TOPSwitch峰值电流，Uin是各个开关周期整流后交流输入电压瞬时值，fS是开关频率，LP是自感系数。

IT=IPK(T/2)(1)

　　第N个开关周期二极管上电流平均值ID（avg）用公式（3）求出，UO为直流输出电压，

　　这两个平均电流之和为电感电流平均值IL（avg）。交流输入瞬时电压，要求一个平均电流值与其对应。这个平均电流值将被作为100kHz开关电流波形的平均值来校正，与其相应的，可采用随输入电压瞬时值调占空比D的方式，即预补偿" title="预补偿">预补偿。工作周期T可用公式（5）进行计算。

3预补偿原理

　　对MOSFET用恒频恒占空比控制方式的缺点，如图7所示，在一个开关周期内IL平均值不随整流后电压瞬时值线性变化，即：输入电压瞬时值上升后，平均值上升更快。这样经过电源滤波后，产生如图4所示的非正弦波形，为了使电流波形进一步正弦化，可以采用预补偿的方式，即采用恒频非恒占空比的控制方式。

　　产生这种结果的原因是：在TOPSwitch的整个工作过程中，提升电感上的电流是TOPSwitch上电流和提升二极管电流的代数和（见公式IL=IT＋ID），TOPSwitch上的电流随着整流后的输入电压呈线性关系，平滑后是正弦电流。可是提升二极管上的电流随着输入电压的升高迅速上升，呈非线性关系，平滑后不是正弦电流。这样叠加的结果使提升电感上的电流就不是正弦的。因为提升二极管上的电流不受控，所以要想改善提升电感上电流波形，就只能通过控制IC改善TOPSwitch的电流波形，使TOPSwitch上的波形不是一个正弦波，来补偿提升二极管不是正弦波的缺陷。这个问题是很多无乘法器的控制IC在boost电路中普遍存在的问题，这些都可以通过预补偿的方式得以改善。改善的关键就是选择合适的预补偿电阻。

　　在输入高电压时减小IT的占空比，这样使得IL的波形就不再是像图4所示。经过补偿的电流波形如图6所示，这样IL的波形已经近似于正弦波，电路原理图如图8所示，通过预补偿电阻R1和直接输出电压检测电路控制流入TOPSwitch控制脚的电流，使TOPSwitch的调制方式变成恒频非恒占空比的方式，达到较为理想的PFC。占空比随瞬时输入电压变化呈线性关系，TOPSwitch具有电流线性控制占空比变换器，当流入TOPSwitch控制引脚的电流在2.0～6.0mA范围内增大时，TOPSwitch的占空比将从67％下降到1.7％，所以通过预补偿电阻来控制部分TOPSwitch控制引脚的电流来控制占空比。预补偿电阻的选择是很重要的（后文对预补偿电阻的选择有论述）。当整流后的电压最低时，TOPSwitch的控制引脚通过预补偿电阻R1泄放电流，使流入控制引脚的电流减小，这时TOPSwitch的占空比最大；随着整流后的输入电压的增高，流入TOPSwitch控制引脚的电流

图7预补偿前后TOPSwitch上的电流示意图

图8有预补偿的应用TOPSwitch的PFC电路原理图

也将逐渐增加，TOPSwitch的占空比逐渐减小，当输入电压达到最高时，TOPSwitch的占空比最小，这就完成了恒频非恒占空比的控制方式。在示意图图7中可以看出，预补偿以后，由于TOPSwitch上的电流减小了，使得在提升电感上的电流三角形的面积小于预补偿以前的，电流的平均值也就减小了，平滑后的电流波形也就接近正弦波形了，如图9所示。占空比随着瞬时输入电压的变化而变化。这时THD<7％ ， PF为 0.98。 4 元 器 件 的 选 择 与 参 数 计 算

　　（1）TOPSwitch的选择表（见下表）

型号	PFC输出功率	型号	PFC输出功率
TOP221	0～25W	TOP225	45～100W
TOP222	20～50W	TOP216	60～125W
TOP223	30～75W	TOP227	75～150W

　　（2）预补偿电阻R1的计算

　　可利用公式（6）进行计算预补偿电阻R1（kΩ）

R1=APWM/SDV(6)

　　式中APWM是TOPSwitch占空比控制电流增益，为百分之十几/mA（一般典型值为16％/mA），SDV是测试的交流整流后的输入电压与占空比直线的斜率，可定为SDV=－0.067％/V，预补偿电阻R1也可以通过曲线计算出来，直流输出电压曲线和预补偿电阻的关系如图10所示。

　　（3）电感线圈的计算

图9有预补偿平滑后的电流波形

图10预补偿电阻与直流输出电压的关系曲线

　　电感值在设计中是至关重要的，可以通过查曲线的方式得到电感值。电感值的曲线如图11所示。

图11提升电感值与输出功率、直流输出电压的关系曲线

5结论

　　150W以下的PFC在各项指标均接近的情况下，用TOPSwitch实现，只用17个元件；用UC3852实现为23个元件；用KA7524实现为27个元件。而且TOPSwitch的电感不需要辅助绕组，电路简单紧凑。