一种基于TMS320LF2407的并网逆变器控制策略-AET-电子技术应用

一种基于TMS320LF2407的并网逆变器控制策略

周军伟，汪世平，陈辉明

摘要：在分析倍频式SPWM并网逆变器电压相量图的基础上，提出了一种基于TMS320LF2407DSP芯片作为控制器的并网逆变器实现方案。该方案实现简单，控制方便，相关的实验波形验证了该方案的正确性。

关键词： 变频|逆变电网电压主电路单位功率因数直流母线

Abstract：

Key words :

在分析倍频式SPWM并网逆变器电压相量图的基础上，提出了一种基于TMS320LF2407DSP芯片作为控制器的并网逆变器实现方案。该方案实现简单，控制方便，相关的实验波形验证了该方案的正确性。

关键词：逆变器；控制策略；电压相量图；数字信号处理器

0 引言

为了解决即将到来的能源危机，开发绿色的、可持续的新型能源已成为近年来的研究焦点。其中，能馈系统和光伏系统的研究与设计已取得一定成绩，而并网逆变器（又称有源逆变器）作为它们与电网的接入口，扮演着极重要的角色。本文介绍一种采用TI公司TMS320LF2407DSP芯片实现的电压型单相全桥并网逆变器，该逆变器基于电压相量图的间接电流控制，输出为单位功率因数，而且确保了其能量只能从逆变器到电网的单向流动，从而避免了能量倒灌带来的逆变器功率器件的损坏。该方案控制简单，稳定性好，具有较好的应用效果。

1 控制策略及其实现

1.1 并网逆变器主电路

图1为并网逆变器主电路框图。图中，高压直流一般由低压直流（例如，光伏系统中的蓄电池组，电子模拟负载系统中的电源模块输出）经过DC/DC升压后得到，幅值在400V左右，且电压波动范围不大。逆变器输出和电网之间的电感L1，用于滤除高次谐波电流，平衡逆变器和电网基波（50Hz）之间的电压差，是整个系统控制策略的关键所在。这样的电路结构具有体积小，电流应力小，畸变率小的优点，而且集中控制简单。

图1 并网逆变器的主电路框图

1.2 并网逆变器电压相量图分析

在功率因数为1的条件下，基波电压向量可由图2表示。图中Ua为逆变器输出电压的基波有效值，UL为电感L1两端电压的基波有效值，UN为电网电压。

图2 Ua、UL和UN相量图

超前角度β=β1固定不变时，设逆变器工作在p2n2点，送至电网的功率为Po，由图2的关系可知，Po=UNIN，UL=INωL1，据三角函数关系有

tanβ1=PoωL1/UN2（1）

可见，在电感数值和电网电压确定的条件下，依据给定的功率，可以确定超前角度β1，即可以确定逆变器控制信号的相位。

设电网电压在n2点为标准220V，当它降低（从n2到n1）或升高（从n2到n3）时，逆变器的输出电压也随之变化（从p2到p1或从p2到p3），可以保证工作在单位功率因数，当然送出的功率也会变化。由于电网电压波动不大，因此功率变化不会很大。这个调节过程的关系也可以由图2得出

Uacosβ1=UN（2）

由SPWM逆变器有

Ua=mUd/（3）

式中：m为调制比；

Ud为逆变器输入侧直流母线电压。

由式（2）和（3）得

m=UN/Udcosβ1（4）

从而可知，超前角度不变时，根据实时检测到的直流侧电压和电网电压，改变调制比m，可以使得电路在直流母线电压和电网电压波动时，一直工作在单位功率因数。

当β从β1增大到β2时，其它条件不变，功率会随之增大，其变化关系可以由式（1）确定。因此，我们可以通过外围电路设定β值，从而达到功率调节。

1.3 控制单元框图

如图3所示，控制单元上主要是通过外围检测电路和相应的软件算法来实现的。软件的实现在后文中阐述。其中DC/DC的控制与保护部分可以与逆变部分分开，但由于DSP的资源比较丰富，可以利用同一块DSP来处理。

图3 控制单元框图

由于主电路与电网没有隔离，则控制单元须全部与主电路隔离。电网电压的检测可通过工频采样变压器实现，但直流电压的检测相对要困难。这里采用线性光耦来达到采样和隔离的目的，这就要求线性光耦的线性度非常高。采样电路如图4所示。

图4 直流母线电压采样电路

本电路采用TIL300线性光耦，经采样隔离后的值送至DSP的AD转换通道。由图4所示电路可知，AD采样值Vo=k3(R6/R4)VBUS，其中k3是光耦的电流传输系数。

电网过零检测主要是利用DSP的CAP捕捉单元来实现锁相。以检测到的过零时刻作为基准，控制脉冲超前此基准时刻β角度。过流及电网过大波动的保护是由电流间接控制，为电流开环控制，因此，应根据所需的功率大小以及器件的额定值设好保护点。当发生过流时，通过保护电路封锁逆变控制脉冲，并断开主电路，使逆变器脱离电网。当检测到的电网电压超出波动范围时，也使逆变器停止工作，并给出相应的故障指示信号。

2 软件设计与实现

逆变器的控制方式是在文献[2]中的倍频式SPWM基础上，结合DSP的PWM输出特性产生的,如图5所示。实际中，三角波的频率与工频的比值为240，为简单起见，图5中的比值为12。

图5 开关器件的驱动波形和逆变器输出波形

波形生成过程如下：DSP的通用定时器1采用连续增/减计数模式，而且在定时器下溢中断后立即装载比较寄存器CMPR1和CMPR2的值，CMPR1决定ug1和ug4，CMPR2决定ug3和ug2。在DSP的数据存储区有一90°的正弦表，对应360个点，此表作相应调整可以产生90°～360°的正弦值，而装载值是在每个三角波中心时刻所对应的正弦值。

在一个工频周期，定时器1产生240次下溢中断，设第M次中断时装载的值对应正弦表中第K个值，在4个不同的象限时，M和K的关系如下：

K=（5）

M的初值决定图2中超前角度β的大小。例如，M=0表示β=0；M=4，则表示β=6°，因此，我们可以通过改变M的初值实现功率调节。市电过零检测对应的CAP捕捉中断子程序中设定所需的M初始值。

由图6可以看出，在0～180°之间，CMPR1在M为偶数时装载查表所得值，PWM输出产生跳变，而在M为奇数时装载大于周期寄存器里面的值，使之不产生跳变；CMPR2与之相反，在180°～360°之间时，CMPR1和CMPR2的装载情况刚好与前面相反。这就带来在180°和240°时存在输出方式的变换，如在M=120(即180°)时，ug1由低有效变为强制低，而当M=121后，全部是高有效。而ug3在M=120时先强制低，紧接着高有效。这需要作特别处理。