图1. PIN二极管

　　当PIN二极管正向偏置时，来自P材料的空穴和来自N材料的电子注入I区。电荷并不能立即完成重新合并;电荷重新合并所需的有限时间量称为“载流子生命周期”。这导致I区中存在净存储电荷，因而其电阻会降至某一个值，称为二极管的有效导通电阻RS(图2a)。

　　当施加反向或零偏置电压时，二极管呈现为一个大电阻RP，它与电容CT 并联(图2b)。通过改变二极管几何结构，可以使PIN二极管具有不同的RS和CT组合，以满足各种电路应用和频率范围的需要。

　　图2. PIN二极管等效电路：a) 导通，IBIAS >> 0;b) 截止，VBIAS ≤ 0。

　　驱动器提供的稳态偏置电流ISS和反向电压共同决定RS和CT的最终值。图3和图4显示了典型PIN二极管系列——M/A-COM MADP 042XX8-13060系列硅二极管的参数关系。二极管材料会影响其特性。例如，砷化镓(GaAs)二极管几乎不需要反向偏置就能实现低CT值，如图9所示。

　　图3. 硅二极管导通电阻与正向电流的关系

　　图4. 硅二极管电容与反向电压的关系

　　PIN二极管中存储的电荷可以利用公式1进行近似计算。

　　(1)

　　其中：

　　QS = 存储的电荷

　　τ =二极管载流子生命周期

　　ISS = 稳态电流

　　要导通或截止二极管，必须注入或移除所存储的电荷。驱动器的工作就是以极快的速度注入或移除所存储的电荷。如果开关时间小于二极管的载流子生命周期，则可以利用公式2近似计算实现快速开关所需的峰值电流(IP)。

　　(2)

　　其中：

　　t = 所需的开关时间

　　ISS = 驱动器所提供的稳态电流，用来设置PIN二极管导通电阻RS

　　τ = 载流子生命周期

　　驱动器注入或移除电流(或“尖峰电流”)i可以表示为公式3。

　　(3)

　　其中：

　　C = 驱动器输出电容(或“尖峰电容”)的值

　　v = 输出电容上的电压

　　dv/dt = 电容上的电压的时间变化率

　　PIN二极管偏置接口

　　将开关驱动器控制电路与PIN二极管相连，以便通过施加正向或反向偏置来开关二极管，是一项具有挑战性的工作。偏置电路通常使用一个低通滤波器，它位于RF电路与开关驱动器之间。图5显示了一个单刀双掷(SPDT) RF开关及其偏置电路。当设置妥当时，滤波器L1/C2和L3/C4允许将控制信号施加于PIN二极管D1–D4，控制信号与RF信号(从RF IN切换至PORT 1或PORT 2)的相互影响极少。这些元件允许频率相对较低的控制信号通过PIN二极管，但会阻止高频信号逃离RF信号路径。不正常的RF能量损耗意味着开关的插入损耗过高。电容C1、C3和C5阻止施加于二极管的直流偏置侵入RF信号路径中的电路。直流接地回路中的电感L2允许直流和低频开关驱动器信号轻松通过，但对于RF和微波频率则会呈现高阻抗，从而降低RF信号损耗。

　　图5. 典型单刀双掷(SPDT) RF开关电路

　　偏置电路、RF电路和开关驱动器电路全都会发生交互影响彼此的性能，因此像所有设计一样，权衡考虑各种因素十分重要。例如，较大的C2和C4 (>20 pF)对RF性能有利，但对驱动器则是麻烦，因为大电容会导致上升沿和下降沿较慢。快速开关对大多数应用都有利;因此，为了实现最佳驱动器性能，电容必须极小，但为了满足RF电路要求，电容又必须足够大。

　传统PIN二极管驱动器

　　PIN二极管驱动器有各种形状和尺寸。图6给出了一个可提供高开关速度的典型分立开关驱动器的原理图。这种驱动器既可以采用“片线”(混合)结构来实现，也可以采用“表贴”(SMT)器件来实现;前者非常昂贵，后者虽不昂贵，但需要的印刷电路板(PCB)面积多于混合结构。

　　图6. 分立开关驱动器电路

　　还有专用开关驱动器集成电路(IC);这些IC十分紧凑，提供TTL接口，并具有良好的性能，但灵活性有限，而且往往很昂贵。

　　还有一种开关驱动器架构应当考虑，即采用运算放大器。运算放大器开关驱动器的明显优势在于其自身的灵活性，可以轻松地对其进行配置，以适应不同的应用、电源电压和条件，为设计人员提供丰富的设计选项。

运算放大器PIN二极管驱动器

　　运算放大器电路是一种很有吸引力的PIN二极管驱动备选方案。除灵活性外，这种电路常常还能以接近或超过1000 V/μs的跃迁速度工作。下面将介绍三种不同的RF PIN二极管放大器驱动电路。所选放大器虽然在根本特征上各不相同，但都能执行类似的功能。这些放大器电路可以驱动硅或砷化镓(GaAs) PIN二极管，但各有各的特点。

AD8037—箝位放大器

　　该电路能以最高10 MHz的频率工作，具有出色的开关性能，总传播延迟为15 ns。通过改变增益或箝位电压，可以调整输出电压和电流，以适应不同的应用。

　　箝位放大器AD8037原本设计用于驱动ADC，可提供箝位输出以保护ADC输入不发生过驱。图7所示配置用一对AD8037(U2和U3)驱动PIN二极管。

　　图7. AD8037 PIN二极管驱动器电路

　　本例中，U2和U3采用同相配置，增益为4。利用AD8037的独特输入箝位特性，可以实现极其干净和精确的箝位。它可以线性放大输入信号，最高可达增益乘以正负箝位电压(VCH和VCL)。当增益为4且箝位电压为±0.75 V时，如果输入电压小于±0.75 V，则输出电压等于输入电压的4倍;如果输入电压大于±0.75 V，则输出电压箝位在最大值±3 V。这一箝位特性使得过驱恢复非常快(典型值小于2 ns)。箝位电压(VCH和VCL)由分压器R2、R3、R7和R8确定。

　　数字接口由74F86 XOR逻辑门(U1)实现，它提供U2和U3所用的驱动信号，两路互补输出之间的传播延迟偏斜极小。电阻网络R4、R5、R6和R9将TTL输出电平转换为大约±1.2 V，然后通过R10和R12馈送给U2和U3。

　　U2和U3的±1.2-V输入提供60%过驱，以确保输出会进入箝位状态(4 × 0.75 V)。因此，硅PIN二极管驱动器的输出电平设为±3 V。电阻R16和R17限制稳态电流。电容C12和C13设置PIN二极管的尖峰电流。

AD8137—差分放大器

差分放大器(本例所用的AD8137)可以低成本提供出色的高速开关性能，并使设计人员能够十分灵活地驱动各种类型的RF负载。有各种各样的差分放大器可供使用，包括速度更快、性能更高的一些器件。

　　高速差分放大器AD8137通常用于驱动ADC，但也可以用作低成本、低功耗PIN二极管驱动器。其典型开关时间为7 ns至11 ns，其中包括驱动器和RF负载的传播延迟。它提供互补输出，功能多样，可以替代昂贵的传统驱动器。

　　图8所示电路将单端TTL输入(0 V至3.5 V)转换为互补±3.5V信号，同时可使传播延迟最小。TTL信号放大4倍，在AD8137输出端产生所需的±3.5V摆幅。TTL信号的中点(或共模电压)为1.75 V;必须将同样的电压施加于R2,作为参考电压VREF，以免在放大器输出端引入共模失调误差。最好从一个低源阻抗驱动此点;任何串联阻抗都会增加到R1上，从而影响放大器增益。

　　图8. PIN二极管驱动器原理图

　　输出电压增益可由公式4计算：

　　(4)

　　为正确端接脉冲发生器的输入阻抗，使之为50 Ω，需要确定差分放大器电路的输入阻抗。这可以利用公式5计算，得出RT = 51.55 Ω，与之最接近的标准1%电阻值为51.1 Ω。对于对称的输出摆幅，两个输入网络的阻抗必须相同。这意味着，反相输入阻抗必须将信号源的Thévenin阻抗和端接电阻纳入增益设置电阻R2。有关详情，请参阅应用笔记AN-1026。

　　(5)

　　图8中，R2约比R1大20 Ω，以补偿源电阻RS与端接电阻RT的并联组合所引入的额外电阻(25 Ω)。将R4设为1.02 kΩ(最接近1.025 kΩ的标准电阻值)，以确保两个电阻比相等，避免引入共模误差。

　　输出电平转换很容易利用AD8137的VOCM引脚来实现，该引脚设置直流输出共模电平。本例中，VOCM引脚接地，以提供关于地的对称输出摆幅。

　　电阻R5和R6设置稳态PIN二极管电流，如公式6所示。

　　(6)

　　电容C5和C6设置尖峰电流，该电流有助于注入和移除PIN二极管中存储的电荷。可以根据特定二极管负载要求，调整这些电容的值，实现性能优化。尖峰电流可以由公式7计算。

　　(7)

　　ADA4858-3—内置电荷泵的三通道运算放大器

　　许多应用只提供一个电源，这常常令电路设计人员感到为难，尤其是当需要在PIN电路中提供低关断电容时。这种情况下，硅或GaAs PIN二极管驱动电路可以使用片上集成电荷泵的运算放大器，而不需要外部负电源;其好处是可以显著节省空间、功耗和预算。

　　高速电流反馈型三通道放大器ADA4858-3就是这样一种器件，它具有出色的特性，片上集成电荷泵，输出摆幅可以达到地电压以下–3 V至–1.8 V(具体取决于电源电压和负载)。该器件十分鲁棒，可以真正为其它电路提供最高50 mA的负电源电流。

　　ADA4858-3为单电源系统中的互补PIN二极管微波开关驱动问题提供了一种独特的解决方案。回顾图4，从中可以看出：即使很少量的反向偏置也有助于降低二极管电容CT，具体取决于PIN二极管的类型。此类驱动器对GaAs PIN二极管很有利，因为这种二极管通常不需要很大的负偏置就能使关断电容(CT)保持较小的值(图9)。

　　图9. GaAs CT电容与电压的关系

　　图10所示电路用ADA4858-3作为PIN二极管驱动器。可以在输入端增加一个缓冲门，使该电路兼容TTL或其它逻辑。对此电路的要求是将TTL 0V至3.5V输入信号摆幅转换为互补–1.5V至+3.5V摆幅，用于驱动PIN二极管。

　　图10. ADA4858-3用作PIN二极管驱动器

　　R1、R2、R3和U1C形成该电路的–1.5V基准电压，内部负电压CPO由片内电荷泵产生。电容C3和C4是电荷泵工作所必需的。负基准电压随后通过分压器(R5和R9)与VTTL输入以无源方式合并。所产生的电压(VRD)出现在U1B的同相输入端。U1B输出电压可以利用公式8计算。

　　(8)

　　其中：

　　(9)

　　负基准电压也被馈送至放大器U1A，在其中与TTL输入合并，所得输出电压V2可以利用公式10计算。

　　(10)

　　这些放大器采用电流反馈架构，因此必需注意反馈电阻的选择，反馈电阻对于放大器的稳定性和频率响应有着重要作用。对于本应用，反馈电阻设为294 Ω，这是数据手册所推荐的值。输出电压V1和V2分别可以用公式8和公式10表示。输出尖峰电流量可以利用公式3和电容C5、C6上的电压确定。设置PIN二极管导通电阻的稳态电流由R11与R12上的电压差确定，并取决于PIN二极管曲线和系统要求。

　　对于本应用，RF开关负载为MASW210B-1硅PIN二极管单刀双掷(SPDT)开关，用于微波下变频器的前端(图11)。

　　图11. 下变频器功能框图

　　开关输出波形和TTL输入信号如图12所示。请注意，上升沿和下降沿非常陡峭。由于开关的开关时间要求相对较慢(约为50 ns)，因此本应用没有使用尖峰电容C5和C6。设置稳态二极管电流的电阻R11和R12均为330 Ω。

　　图12. 显示RF开关速度的波形

　　图13. 下变频器的频谱响应

　　图13显示了下变频器前端的频谱响应;开关SW1位于固定位置，以消除插入损耗。请注意，图中不存在谐波或边带，充分表明没有明显的100 kHz开关伪像从ADA4858-3片内电荷泵散出，这是在此类应用中使用这些器件的重要考虑因素。

结论

　　如以上三例所示，运算放大器可以创造性地用作传统放大器的替代方案，其性能与PIN二极管专用驱动IC相当。此外，运算放大器可以提供增益调整和输入控制功能，而且当使用内置电荷泵的运算放大器时，无需负电源，这就提高了PIN二极管的驱动器和其它电路的设计灵活性。运算放大器易于使用和配置，可以相对轻松地解决复杂问题。