DS/FH混合扩频通信系统中，需要数字下变频器、相关累加器及码发生器等完成下变频、相关解扩等运算。通常采用专用芯片来完成这些功能，导致系统体积增大不便于小型化。现代的EDA(电子设计自动化)工具已突破了早期仅能进行PCB版图设计或电路功能模拟、纯软件范围的局限，以最终实现可靠的硬件系统为目标，配备了系统自动设计的全部工具，如各种常用的硬件描述语言平台VHDL、Verilog HDL、AHDL等；配置了多种能兼容和混合使用的逻辑描述输入工具，如硬件描述语言文本输入法(其中包括布尔方程描述方式、原理图描述方式、状态图描述方式等)以及原理图输入法、波形输入法等；同时还配置了高性能的逻辑综合、优化和仿真模拟工具。FPGA是在PAL、GAL等逻辑器件的基础上发展起来的。与PAL、GAL等相比较，FPGA的规模大，更适合于时序、组合等逻辑电路应用场合，它可以替代几十甚至上百块通用IC芯片。FPGA具有可编程性和设计方案容易改动等特点，芯片内部硬件连接关系的描述可以存放在下载芯片中，因而在可编程门阵列芯片及外围电路保持不动的情况下，更换下载芯片，就能实现新的功能。FPGA芯片及其开发系统问世不久，就受到世界范围内电子工程设计人员的广泛关注和普遍欢迎[1~5]。本文主要讨论一种基于编码扩频的DS/FH混合扩频接收机解扩及同步过程的实现结构，采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件及其开发平台Quartus II实现混合扩频接收机的核心--解扩及同步模块。
1 混合扩频接收机解扩模块的FPAG设计
解扩模块是混合扩频接收机的核心。该模块实现对接收信号的解扩处理，主要包括数字下变频器、数控振荡器(NCO)、码发生器、相关累加器和伪码移相电路等，通常各模块采用专用芯片。利用FPGA将这些功能集成在一块芯片中，大大缩小了接收机的体积，便于实现系统的小型化和集成化。下面分别介绍该模块各部分的FPGA实现结构。
1.1 数控振荡器(NCO)
数控振荡器是解扩模块中的重要组成部分，主要用于为码发生器提供精确的时钟信号，从而实现对接收信号的捕获和跟踪。码发生器由相位累加器和查找表构成。若使用字长为40位宽的累加器，对于某一频率控制字A，输出频率fout与输入频率控制字A的关系为：
fout=fclkA/240
其中，fclk为系统时钟。只要改变控制字A的大小，就可以控制输出频率fout。fout变化的最小步长Δf由累加器的数据宽度决定。若数据宽度取40位，则：
Δf=fclk/240
利用上述原理，可以通过精确分频得到所需频率。原理图如图1所示。
图1中频率控制字A由DSP写入。考虑到FPGA内部存储资源限制，取40位相位累加值result[39．．0]的高八位作为查找表LUT(look-up table)的输入，查找表由ROM构成，存储各相位所对应采样值。当查找表输入端为某一相位phase时，则输出对应采样值。若输出数据宽度为6位，输出信号格式为余弦信号，则LUT输出为[6]：
out[5．．0]=31×cos(360×(phase+0.5)/256)°+32
若取ROM的并行6位out[5．．0]作为输出，则输出信号为每周期采样256点的数字化余弦信号；如果取最高位out[5]作为输出，则输出为系统时钟的分频信号。
1.2 数字下变频器
数字下变频器将A/D采样得到的中频信号进行下变频处理，去除中频，得到基带信号。利用本地NCO产生与输入中频信号频率相同的正弦和余弦信号，并与输入信号进行复乘法运算，然后对运算结果做低通滤波，即可完成对中频信号的下变频操作。正交采样模式下，两路A/D转换器提供正交输入IIN及QIN，数字下变频器的复乘法器输出IOUT、QOUT为：
IOUT=IINcos(ωt)-QINsin(ωt)
QOUT=IINsin(ωt)+QINcos(ωt)
本振信号、复乘法器、低通滤波器均采用数字化设计。数字下变频器采用ALTERA公司的APEX20K200RC240-1器件。该器件典型门数为20万，有丰富的逻辑单元和RAM单元，开发平台Quartus II 自带的宏模块，如lpm_mult(乘法器宏模块)、lpm_rom(ROM宏模块)、lpm_add_sub(加法器宏模块)等，给设计带来了极大的方便。数字下变频器原理图如图2所示。
图2中的数字表示相应模块的数据宽度。滤波模块是1个二阶的低通滤波器，滤除混频后的高频分量。在一些专用的数字下变频器件如STEL-2130中，滤波器的阶数是可编程的，可以根据需要设置不同的阶数，从而得到不同的滤波效果。考虑到FPGA的资源问题，设置滤波器的阶数为固定的二阶。滤波器输入x[n]与输出y[n]关系为：
y[n]=x[n]+x[n-1]
y[n-1]=x[n-2]+x[n-3]
该低通滤波器将相邻的两个输入数据相加后作为输出，即每两个输入数据对应一个输出数据，输入数据时钟节拍为输出数据时钟节拍的2倍。
经过低通滤波后的数据经过滑动窗处理，滑动窗对输入数据进行选择输出，用来动态调整相关峰的大小。在捕获过程中观察相关峰值时，通过调整滑动窗口，可以获得不同幅度的相关峰值。选择控制端由DSP写控制字来决定，结构如图3所示。滑动窗控制逻辑关系为：
CASE sel[] IS
WHEN 0=> dataout =datain[7．．0];
WHEN 1=> dataout =datain[8．．1];
WHEN 2=> dataout =datain[9．．2];
WHEN 3=> dataout =datain[10．．3];
WHEN 4=> dataout =datain[11．．4];
WHEN 5=> dataout =datain[12．．5];
WHEN OTHERS => dataout =datain[12．．5];
符号扩展是为了与后面的相关累加器数据宽度保持一致，符号位扩展时需与输入数据最高位的符号保持一致。
1.3 相关累加器
相关累加器完成本地伪码与接收信号的相关累加运算，运算得到的结果送入DSP完成伪码的捕获和跟踪。取伪码长度为256位，采用半码片滑动，则一个码周期完成512次累加运算。如采用串行滑动相关捕获方式，则遍历所有的码相位所需要的时间为512个码周期，即捕获所需要的最长时间为512个PN码周期。由于可编程逻辑器件的发展，使得有足够的硬件资源来完成并行运算。此处采用串/并混合的捕获方式[6][7]，采用8路相关累加器，每一路分为超前、当前、滞后3组，每组相差半个码片的相位，每一路相差64个半码片的相位。这样，只需滑动64个半码片相位就可以遍历所有的伪码相位，完成捕获所需时间缩短为原来的八分之一。数据解调由另外4组相关累加器完成。由于发射端同步伪码与数据伪码相位严格对齐，所以在接收模块中，完成同步伪码捕获跟踪后，直接将所获得的相位信息用于数据解调相关器，即可正确解调数据。
同步伪码的跟踪采用超前-滞后延迟锁相环路(DPLL)，每一路相关器包括3组累加器。捕获跟踪及数据解调共使用28组相关累加器，每一组相关累加器结构都是完全一样的，均分为I、Q两路，分别进行累加运算，完成512次累加运算后由DSP读取数据。I、Q两路结构完全相同，其中一路的原理图如图4所示。
相关累加器由18位加减法器、锁存器1和锁存器2组成，data[7．．0]为下变频后的输入数据，PN CODE来自码发生器。作为控制端，低电平完成加运算，高电平完成减运算，DP上升沿进行数据锁存，下降沿完成一次累加运算。当累加运算完成后，由CLR信号清零并将结果存入锁存器2，CLR下降沿有效。锁存器1输出OV信号作为溢出标志位，锁存器2输出累加结果out[16．．0]。输入与输出端的最高位为符号位。
1.4 本地码发生器及码移相电路
本地码发生器用于产生本地PN码，从而与接收信号进行相关运算。由于发送端采用编码扩频调制方式，接收信号中既有同步PN码，还有数据PN码，与接收信号相对应，本地也应该产生相应的PN码，用于同步及解调数据。
本地PN码发生器全部采用FPGA实现，并且设置了可编程寄存器和外部接口，DSP通过接口可预置PN码长度。1024进制计数器电路用于产生ROM的输入地址，ROM由FPGA内部RAM资源来实现，采用ALTERA公司APEX20K200器件。该器件内部可编程RAM容量为106496位，完全可以满足设计需求。本地ＰＮ码采用半码片滑动方式，ROM内部PN码也以半码片方式存储。如码长为256，采用半码片存储方式后，每一组PN码需存储512位数据，相应的ROM有9位地址线驱动输出。驱动时钟为PN码时钟的2倍。在实际设计时，PN码发生器内存放了8组PN码，但只用了五组，一组用于同步，另外四组用于解调数据。ROM输入地址由1024进制计数器产生，实际上只需用512进制计数器即可得到ROM输入地址。考虑到可扩展性，这里采用了计数容量最大为1024的可变计数器。由DSP通过DSP-FPGA接口改写寄存器值，可以很方便地调整PN码的输出相位。
伪码移位电路的主要作用是将码发生器产生的PN码进行移位操作，从而得到伪码的不同相位。捕获和跟踪过程共使用了8路24组相关累加器，每一路分为超前、当前、滞后3组，这3组累加器输入端PN码相差半个码片的相位，8路相关累加器中每相邻两路相差64个半码片。码发生器输出5组PN码序列(第0组~第4组)，分别对应同步伪码及4组数据伪码。5组伪码均经过512级移位寄存器，第0组PN码作为同步码，取其0、1、2相位作为第一路的超前、当前、滞后3组相关累加器的输入；64、65、66相位作为第二路的超前、当前、滞后3组相关累加器的输入，其余各路依此类推。当完成捕获后，需要将捕获所得的同步PN相位切换到数据解调相关累加器中。例如，假设在第二组相关累加器的当前通道捕获，那么此时解调数据用的相关累加器的PN码相位就应该与第二组相关累加器当前通道的PN码相位保持一致。数据伪码相位切换的实现是由DSP记忆捕获通道的相位，然后控制多路选择开关选择该相位。
2 同步模块的FPGA实现
同步模块由位同步及帧同步电路构成，主要实现对信息数据的检测和提取，并识别一帧信息数据的帧头位置，实现跳频图案的同步。跳频图案的同步采用等待搜索同步法，开始时接收端频率合成器停留在某一单频点fi′，等待发射机的频率fi，当发射机的频率跳变为fi时，接收端本地的频率fi′与发送的频率fi混频后，输出中频fIF。DSP完成解扩解调运算后，得到的串行数据流送入位同步和帧同步电路，从数据流中提取出特征字，就可以获得一帧完整的数据，从而确定帧头的位置，即频率转换时刻，由此控制接收端频率合成器与发送端频率合成器同步跳变，实现跳频图案的同步。由于采用编码扩频调制方式，发送端每两位信息比特在一个PN码周期被编码为4种PN码中的一种。所以接收端在每一个PN码周期，对4组数据相关累加器的累加结果进行最大值比较，然后译码成相应的信息数据。信息数据送到同步电路，进行巴克码匹配相关，提取有效的信息位，并控制跳频时序完成跳频同步。同步模块原理如图5所示。
在每一个PN码周期，4组数据解调相关累加器解调出2bit信息数据。2bit信息数据以9.6kHz的速率送到同步电路。同步电路首先将信息数据进行并串转换，由9.6kHz、2bit的数据流变换为19.2kHz、1bit的数据流，变换后的数据流再经过串并变换，得到19.2kHz、32bit的并行数据流。根据信号格式，每一帧数据为32bit，相应的13位巴克码在一帧数据中的位置固定不变，所以提取每帧数据中相应位置上的13位数据比特与本地巴克码进行相关匹配运算，结果与门限值比较，如果符合门限设置，即有中断输出，通知外部设备读取相应数据。
3 实验结果
系统技术指标为：信息数据速率4.8kbps，比特率19.2kbps。跳频速率600hop/s，20个跳频点，跳频带宽68MHz，每跳32bit扩频码周期为256，码速率为4.9152MHz。用TEKTRONIX 2221A数字存储示波器观测实验结果。图6~9为FPGA各测试点的测试结果。
图6中第一组波形是256码长本地接收同步伪码流，第二组为跳频帧同步信号，该信号对应的伪码相位即为解扩、跳频同步时的相位。图7第一组波形为接收数据流，第二组波形为发射数据流，发射数据帧格式为00000000011111001101010000000000，帧同步码为13位巴克码1111100110101，8位信息数据为00000000。由图7可以看出接收端数据与发射端相同，但滞后于发射端这是由于传输时延造成的。图8第一组波形为接收串行数据，第二组为跳频帧同步信号，该信号下降沿对应于一帧数据的起始，控制频率合成器进行频率转换。图9第一组波形为发射跳频帧信号，第二组为接收帧同步信号，接受帧信号上升沿与发射跳频帧信号的下降沿对齐，信号宽度大于发射端信号。这是因为控制频率合成器进行频率转换的updata信号需要一定宽度。
解扩及同步是DS/FH混合扩频接收机正确数据解调的关键，采用FPGA设计实现了多片专用芯片的功能，大大缩小了接收机体积，便于系统实现小型化、集成化。捕获及跳频同步等算法采用硬件实现，加快了捕获跟踪速度。FPGA的可编程性使电路的设计更具灵活性，并使系统具有"软"接收机的特点。实验结果表明FPGA系统设计是正确可行的。