0 引言
开关电源的发展趋势是高频、高功率密度、高效率、模块化以及低的电磁干扰(EMI)等，但传统的硬开关变换器不仅存在严重的电磁干扰(EMI)，而且功率管的开关损耗限制了开关频率的提高，软开关应运而生。目前实现软开关主要有两种方法：一为零电压(ZVS)开关，另一种为零电流(ZCS)开关。
全桥DC／DC变换器广泛应用于中大功率的场合。根据其输入端为电容或者是电感，全桥变换器可分为电流型和电压型两种。过去的数十年问，电压型全桥变换器的软开关技术得到深入研究。而电流型却没有得到足够的重视。事实上，电流型变换器具有很多的优点。最显著的优点之一是在多路输出的应用场合中，它相当于将滤波电感放置于变压器的原边，因而整个电路仅需要这一个电感。
本文提出了一个采用移相控制的新型电流型全桥变换器，引入辅助电路来帮助两个上管实现零电压工作，利用变换器的寄生参数(变压器的漏感)来实现两个下管零电流工作。分析了它的工作原理以及实现软开关的条件，并最终在Pspice仿真中验证了理论的正确性。
l 工作原理
图l所示为本人所提出的电流型移相控制PWM DC／DC全桥变换器。Lin为输入电感，Llk为变压器的漏感，CS1、CS2是和两个上管VT1、VT2并联的电容，VTa1、VTa2是辅助开关，Lrl、Lr2是谐振电感。
该变换器一个周期内共有十个开关模态，为了便于分析，我们作如下假设：
a．所有电感、电容、开关管和变压器均为理想器件。
b．输入电感Lin足够大，在一个开关周期中，输入电流Iin基本上可视为不变。
c．输出电容Co足够大，在一个开关周期中，输出电压Uo基本上可视为不变；
d．输入电感Lin远大于谐振电感Llk.
e. 特征阻抗
谐振角频率
为变压器的变化。
各主要变量波形如图2所示，各开关模态的等效电路如图3所示。
1)开关模态l[t0～t1]
t0时刻以前，原边电流通过主开关管VT2和VT4，负载由输出电容供电，如图3(a)所示。t1时刻，辅助开关管VTa1打开，CS2和Lr1开始谐振，如图3(b)所示，谐振电容电压的表达式为(初始电压为UCSl)：
经过半个谐振周期，电感电流为0，谐振电容电压变为一UCS1，故该模态持续时间：
此时，VTa1可以零电流关断。
2)开关模态2[t1～t2]
t1时刻，由于并联电容的存在，VT2可以零电压关断。如图3(c)所示，输入电流通过CS1，漏感Llk，变压器的原边以及VT4,CS1电压的表达式为：
副边电流通过VD1和VD4。t2时刻，电容两端电压降至为0，该模态持续时间：
3)开关模态3[t2～t3]
t2时刻，VT1零电压开通，如图3(d)所示，这期间该变换器像传统结构一样向负载供电。
4)开关模态4[t3～t4]
t3时刻，开通VT3，如图3(e)所示。VT3的电流开始线性增加，VT4的电流线性减小。表达式为：
t4时刻，VT3的电流上升至输入电流，VT4的电流减小到0，该模态的持续时间：
可见，VT3是零电流开通，VT4是零电流关断的。
5)开关模态5[t4～t5]
输入电流通过VT1和VT3，负载由输出电容供电，如图3(f)所示。变换器开始另一半周期的工作。
2 实现软开关的条件
由以上工作原理的分析，我们可知，变换器顺利实现软开关必须满足以下条件：
(1)VT1和VT2必须有死区时间，且该死区时间不能太大，否则其并联电容将被正向充电，以至零电压丢失。以前文分析的半个周期为例，VT2关闭后的死区时间不能太大以至于VT1的并联电容重新被正向充电，那么由式(5)可得，死区时间应该满足
(2)VT3和VT4的重叠时间要足够大，以保证两个下管的电流可以顺利转换。以前文分析的半个周期为例，重叠时间内应该要保证VT4的电流顺利降为0，VT3顺利的上升至输入电流Iin。则由(8)式可得，重叠时间应该满足
3 仿真结果及分析
为了验证文本提出的变换器的原理，在Pspice里设计了一个50kHZ的模型进行验证。输入电流为Iin=10A，输出电压Uo=325V。一个周期内各仿真波形如图4所示。(a)图所示为主开关管VT1的电压电流波形，从图上我们可以看出VT1可以零电压开通和关断。由于IGBT有拖尾电流效应，因而实际中两个上管可以用MOS管来代替IGBT；(b)图所示为主开关管VT3的电压电流波形，可见VT3顺利的实现零电流开通和关断；(c)图为辅助开关VTa1的电压电流波形，由于辅助电路引入谐振来帮助主开关管实现零电压，因而它是可以零电流工作的，不会给变换器增加额外的损耗。
4 结束语
本文提出了一种新型的移相控制电流型全桥PWM DC／DC变换器结构。该结构利用辅助网络来帮助两个上管实现零电压工作，利用变压器的漏感来实现两个下管零电流工作。最后的仿真也证明了理论的正确性。由于结构上的特性，该变换器在多路输出的应用中有更独特的效果。