为验证上述程式的有效性，设计和搭建了一个PA电路。该C类 PA在225到400 MHz内具有10W输出功率，最小功率增益是10dB。因零偏置发射-基结结构兼具高效和结构简单的特点，所以，C类采用该结构。因具有优异的可靠性和耐用性，所以摩托罗拉/飞思卡尔的MRF321 UHF功率晶体管被选用。MRF321在400MHz具有10W RF功率，工作在28V。
输入和输出匹配网络的设计从在器件数据手册中选择输入和输出阻抗(Zin和Z*OL)开始，然后在整个相关频段插入这些数据(可借助Touchstone完成)。表中显示的是插入在225 MHz到400 MHz频带内这些阻抗的样本值。图4显示的是输入匹配网络的图形设计。
中心频率(312.5 MHz)的输入阻抗位于点A。设计目标是当从点A移向图表的中心时，不超过常数Q规定的范围。其中：
图4显示，低品质因数(Q)宽带匹配网络电路可通过多个L部分实现。匹配电路包括三个低通L型部分和一个旁路电容(C4)以补偿输入阻抗Zin的感应电抗。
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但该网络具有一种包括两个低通部分(L5–C5和L6–C6)、一个高通元件(C7)的带通拓扑结构。旁路电感(L4)用于将晶体管的输出电容中和掉。因在此例中，输出阻抗水平更高，所以，输出匹配电路的增益带宽约束比输入匹配电路简单。该网络的梯形形式在谐波抑制中有用。
计算机建模程式以设计可预测从fL到fH间的Zin和Zout的建模网络开始。通过Touchstone对这些网络进行设计和优化。图6显示的是这些网络的最终优化电路元素值。
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对输入匹配网络实施优化以表征由方程3给出的输入端反射系数，以补偿MRF321晶体管的6dB/倍频的增益频率斜率。可向作者索取优化输入匹配网络所需的Touchstone电路文件。这些所需的输入反射系数值被保存成一外部文件(GMRF321.S1P)。为控制整个频带的输入VSWR，添加了两个分别由L7、C8和R1及L8、C9和R2组成的补偿网络。另一方面，对输出匹配网络进行优化以在整个工作频带内，为晶体管集电极提供优化的负载阻抗ZOL。添加了一个与L4串行的补偿网络以改进匹配要求。图7表示的是最终的优化功率放大器电路。
该功率放大器的正确建构，以正确为匹配网络选择元件开始。利用安捷伦(www.agilent.com)的HP 8510B向量网络分析仪测量和调设全部元件。除陶瓷固定电位器外，为了调整还采用了微调电容器。所有电感都是由20和22 AWG烤漆线手工绕制的。用于绝缘DC电路的RF扼流器(choke)制成低Q型。
电路做在一块10.8×8cm的双面PCB上，所用的是一种1.2mm厚的环氧玻璃PCB材料。
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选用环氧玻璃是因其随处可买且便宜。电路做在上面，而覆铜底层做地平面。为得到良好的电路稳定性，将一个铁磁珠与基极扼流器串接在一起以抑制低频振荡。然后将该电路装在一个11×9×3cm大小的外壳以将功率放大器与外部干扰信号绝缘。该外壳与一个合适的散热器固定在一起。在输入和输出端采用BNC接头用于信号输送。为DC偏置在壳体上装接了一个旁路(feed-through)电容器。RF晶体管的底衬用一个合适的螺钉与散热器固定在一起。图8表示的是作为从225到400 MHz间频率的函数的输出功率。
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功率增益是9.5±1dB。但，并没试图对该特性进行经验调整。调整微调电容使在高低频两端有相同的峰值增益能得到更好的宽带工作效果。若这样做，一个三端口循环器应被放在功率放大器的输入端以保护输入功率放大器免受在该过程中因VSWR衰减可能产生的反射功率影响。在工作频带内，发现二级谐波水平比基本信号功率低16到20dB。