0 引言

　　随着数字技术的突飞猛进，越来越多的电路系统将A／D转换器作为一个子模块集成到系统内部。例如在便携式数据传输、数字视频和图像处理等应用系统中，8~12 bit分辨率的嵌入式A／D转换器就是这些系统中一个非常重要的组成部分，采样保持电路(SH)是数据采集系统。而A／D转换器是最重要的组成部分之一，其性能直接决定着整个A／D转换器的性能。随着无线通信的迅速发展，要求数据的传输越来越快，复杂度不断提高的调制系统和电路使A／D转换器的采样频率逐渐接近射频的数量级。在这样高速的要求下，SH的作用就显得更加的重要，因为它可以消除A／D转换器前端采样级的大部分动态错误。

　　本文介绍了一种基于SiGeBiCMOS、开环全差分结构的SH。采样速率可以达到800 Msps，采样精度可以达到8 bit，能够适应无线通信领域的要求。

1 电路设计

　　1．1 电路总体结构

　　SiGe BiCMOS工艺具有高速、低功耗、低成本、高集成度的优势，能够很好地满足本设计对SH设计指标的要求，故设计工艺选定为SiGeBiCMOS。

　　采样速率和精度要求的不同，决定了采样电路拓扑结构。尽管闭环结构的SH可以取得很高的精度，但是这种拓扑结构的SH频率响应较差。开环结构的SH常用在高频，为了达到较高的采样速率，应选择开环结构。开环结构的SH通常由一个输入缓冲器(IB)，一个带有采样电容的开关和输出缓冲器(OB)组成。

　　考虑SH的采样精度为8 bit，采样速率为800Msps性能指标的要求，差分结构能保证很好的噪声性能，最终选择了如图1所示的全差分开环结构，其中包括输入缓冲器、采样开关、采样电容和输出缓冲器。采样开关采用开关射极跟随器(SEF)结构，输入缓冲器提供反向隔离减少输入端的开关噪声，输出缓冲器用来驱动ADC。由于电路是全差分结构，电路完全对称，为了更清楚地说明问题，图2仅给出了单端电路，即整体电路的一半。将两幅图2对称地接成全差分结构即是本设计的最终电路。

1．2 电路分析

　　1．2．1 输入缓冲器

　　输入缓冲器的主要目的是将信号源与采样部分分离，该电路的输入电容一般都比较大。输入缓冲器不能引入失真，且必须有一定的速度。理想的输入缓冲器应当具有大带宽、低噪声、高线性度和单位增益等特点。图2中的Q3、Q4、Q5的结构在采样时钟的控制下能够实现很好的隔离效果；Q1实现电压提升的作用。

1．2．2 SEF采样开关

　　本设计中使用的开关是开关射极跟随器，SEF既可以在高速度下运行，又可以保持很好的线性度。

　　在图2中，Q6、Q7、QS、I5是开关的主要部分。采样模式时，S相对于H是高电位，开关导通，I5流过QS和Q7。保持模式时，H相对于S是高电位，开关关断，I5经过Q6，此时QS的基极电位被拉得很低，所以关断。

　　谐波直接关系到电路的采样精度。整个电路是全差分结构，所以只考虑奇次谐波，其中三次谐波是最大的谐波，直接决定SFDR(无杂波动态范围)，从而决定采样精度，采样精度的近似计算公式如式(1)。ENOB表示有效位

　　开关部分对电路的三次谐波影响最大，三次谐波的计算公式为

　　式中：VT是热电压；I5是图2中开关的电流；A是输入信号的幅度；ic=2πAfinC5，fin是输入信号的频率。

　　从式(2)中可以看出，要减小三次谐波就要选择较大的I5、较小的A、fin和CS。但是选择较大的I5会增加功耗，引入更大的噪声；较小的A、fin会减小输入信号的可用范围，限制采样频率(特别是在每周期相干采样2个点的最严酷情况下)；较小的Cs会增加噪声(kT/C)。所以要获得良好的电路性能就要折中考虑这些因素，同时还要考虑本文随后介绍的其他影响。本设计中VT=26 mV，A=1 V，fin=387．5 MHz，Cs=450fF，I5=1．46 mA，得HD3≈-54．6 dB，可见理论值与一52．8 dB的实际值比较接近，电路性能可以满足要求。

　　图2中PM2、Qclp是一种电压稳定结构，将在后面介绍。Rs是为了改善输出电压的振铃减小建立时间而加入的一个小电阻。

1．2．3 输出缓冲器

　　在图2中，以QOUT形成的射极跟随器是输出缓冲器的主体部分，用Q8、Q9、Q10组成单位增益放大器。因为目前的器件都会有漏电流，所以在输出缓冲器前有漏电流的存在，在保持模式时存储在采样电容CS上的信号电压不恒定。假设保持模式的持续时间为T、保持模式开始时CS上的电压为VCs(0)、保持模式结束时Cs上的电压为VCs(T)，则有

　　式中：ileak为漏电流；Rp为输出缓冲器的输入阻抗。

　　漏电流的存在会产生偏移误差和增益误差，如果漏电流是输入的非线性函数，将产生失真。但是因为使用了射极跟随器，所以Rp=rb+βrce，式中β是Vce的非线性函数，所以由下垂率导致的误差表现为输入电压的非线性函数，也就是说产生了谐波。为了抑制这种谐波，用Q8、Q9、Q10组成单位增益放大器以增大输入电阻Rp，减小漏电流。

1．2．4 保持模式馈通(HMF)的改善

　　在保持模式下，由于信号通路上晶体管存互寄生电容(图2中Cbe，Qs)，输入信号与保持在采样电容上的信号之间并非百分之百的隔离，导致被保持在采样电容Cs上的信号受到输入信号影响，而存在失真。在保持模式下，由于电容Cbe，Qs和Cs非线性的分压作用，一小部分的信号出现在输出端上。因此

　　式中Av是晶体管Qclp的增益，近似等于1。

　　HMF是本设计中影响最大的误差，对噪声和谐波都有影响。应当减小馈通的影响，馈通可以通过增大采样电容Cs来减少，但是这种方法会增加功率耗散，因为必须增加电流来驱动更大的采样电容Cs。因此，采用了图2中PM2、Qclp组成的电压稳定结构，把采样电容Cs保持的信号直接复制到A点，即用Cs保持的信号本身来稳定A点的电压。其中PM2起电压提升作用，用以抵消信号在Qclp发射结上的电压下降。这一结构能够消除Cbe，Qs和Cs非线性的分压作用，非常有效地改善了噪声和谐波的性能。

2 版图设计

　　整个采保电路的版图采用标准0．35μm两层多晶三层铝布线BiCMOS工艺进行设计。采保电路的采样速率达到800 Msps，版图中引入的寄生电容和电阻的引入对电路性能影响很大，给版图设计提出了很高的要求。因此，版图设计中应重点解决信号间的串扰、时钟信号对模拟信号的干扰、各种元件的匹配以及连线延迟等对采样保持电路性能产生影响的关键问题。最终版图如图3所示。

3仿真结果

　　本设计采用BiCMOS工艺，提供了0．35μm的CMOS和46 GHz fT的SiGe HBT。用Cadence Spectre仿真，电源电压为3．3 V，功耗为44 mW。为了减小基座误差，采用两相非重叠时钟，时钟摆幅为400 mV，如图4所示。

　　图5是在相干采样、每周期只采样2个点的最严酷情况下的采样包络图，输入信号幅度为1 Vpp，输入频率为387．5 MHz，采样频率为800 MHz。此时仿真法得出的SFDR为一52．8 dB，如图6所示。THD为一50．4 dB。

4 结语

　　设计了一种基于BiCMOS工艺的高速采样保持电路，该工艺提供了O．35μm的CMOS和46 GHz fT的SiGe HBT。电路中使用了差分开关射极跟随器，使电路结构较为简单并且可以用于中精度、高速ADC。在Cadence Spectre环境下进行仿真，当输入信号为387．5 MHz，1 Vpp的正弦波，采样速率为800Msps时，该采样保持电路的SFDR达到一52．8 dB，THD达到一50．4 dB，对应于8 bit的分辨率；在3．3 V电源电压下的功耗为44 mW。