0 引言

纯电动汽车电控系统是整车的核心，高效稳定的IGBT逆变回路能够提升电控系统的性能。正常工作时IGBT处于高频、高压、大电流工况，一旦驱动电源设计不合理使IGBT工作异常，轻则系统无法正常工作，重则引起模块炸裂^[1]。汤健强、周雅夫等人提出利用反激拓扑方案设计驱动电源，虽可实现多种方式的驱动电源电路，但高低压反馈网络处在同一电路中存在安全隐患，并且电源只在开关关断时才向副边传输能量导致电源瞬态特性差^[2-3]；在IGBT逆变回路中有6组隔离的驱动电源，若采用单原边多副边的变压器方案电气隔离和爬电距离难以满足要求^[4-5]；孔维功等人提出一种前后级的驱动电源设计思想，但没有给出具体的方案^[6]。为了解决这些问题，设计一款基于推挽拓扑的IGBT驱动电源，包含由UCC2808芯片生成推挽PWM信号、推挽变压器设计、输出端倍压整流电路。

1 车用IGBT驱动电源特性分析

目前，纯电动汽车车载电瓶额定电压有12 V和24 V两种规格，并存在±20%的波动，整个电控系统弱电由车载电瓶提供，考虑到高低压电气隔离和IGBT模块封装尺寸等问题，通常电机控制器主控电路和驱动电路分布于两块PCB板上。本次驱动电源的设计框架如图1所示，主控板的电压变换电路通常采用DC/DC变换器(如SEPIC电路)或反激电路实现，主要取决于整个电控系统电源架构的设计和布局，本设计生成的18 V电压存在±10%的波动。SEPIC电路能够实现宽范围电压输入恒压输出，可以消除车载电瓶电压波动对系统的影响^[6]，反激电路则可实现多路输出，为不同的模块供电，低压端通过三个推挽变压器为高压端的IGBT提供驱动电源，变压器的原副边为开环控制，相比于反激方案实现了高低压的隔离。

从FS400R07A3E3手册查得IGBT的开通和关断电压范围为±20 V。通常对于工作在饱和状态的IGBT，I_C一定的情况下，V_CE随着U_GE增大而减小，而在V_CE一定时，I_C随着UGE的增大而增大。开通和关断过程中的损耗主要由I_C和V_CE决定，故选择合适的开通电压可以减小IGBT的开通损耗；同时，过高的开通电压使栅极电容迅速充电容易引起振荡，过低则会使开通不彻底，增加导通损耗，因此开通电压一般选取15 V左右。另外，IGBT的米勒效应会使原本关断的IGBT误导通，负压关断可避免该情况，而逆变回路中的杂散电感在关断时引起的电压尖峰也必须控制在合理范围，有相关文献显示-8 V左右的关断电压是比较适合的^[7-8]。

2 IGBT驱动电源设计

2.1 推挽电源PWM信号生成电路设计

UCC2808系列是德州仪器推出的一类基于BiCOMS工艺的电流型脉宽调制芯片，具有高速、低功耗的特点，其内部有误差放大器、PWM比较器、过流比较器以及振荡器等^[9]，仅需很少的外围元件就可实现固定频率的PWM驱动脉冲信号，电路结构如图2所示。OUTA、OUTB引脚可同时驱动对管MOSFET，其驱动信号的频率为振荡器频率的一半且两个输出之间的死区时间为60 ns～200 ns，本次设计的驱动频率为170 kHz，通过调整4脚外部的RC大小可设置振荡器频率f_z，计算如式(1)所示。正常工作时两个MOS管交替导通，SW1、SW2接至隔离变压器的原边，通过电流采样电阻R5将过流信号反馈到CS引脚。

2.2 推挽电路设计

推挽变换器是由两个单端正激变换器演变而来的，如图3所示。电路中当Q关断时去磁绕组N3的电压为上正下负，经过续流二极管VD1将磁芯中的剩磁能量向电源馈送，可以避免变压器磁芯饱和。而在如图4所示的推挽变换器中，当NP2绕组对应的上管关闭时NP1通过电流采样电阻R₅及下管的二极管向电源反向充电，避免磁芯饱和^[10]。正常工作时原边两个MOSFET推挽输出，通过变压器将能量传输到副边。副边为倍压整流电路，+15 V_UT、-8 V_UT表示U相上桥的开通和关断电压，+15 V_UB、-8 V_UB为U相下桥的开通和关断电压。V、W相驱动电源结构和U相完全一致，利用三个推挽变压器实现了每相IGBT驱动电源的隔离。

2.3 变压器设计

三相全桥逆变电路中每个桥臂的驱动电源都是独立且完全对称的，图1中单个IGBT栅级所需驱动功率为：

式中：P_{drv_out}为单个IGBT所需额定驱动功率；Q_g为IGBT开通和关断期间栅级总电荷，手册数据为4.3 μC；f_s为IGBT的开关频率，取10 kHz；V_H、V_L为开通和关断电压分别为15 V和-8 V。

算得P_{drv_out}为0.989 W，考虑余量和兼容性，将P_{drv_out}设计为2 W(8 V/250 mA)，如图4中所示可认为变压器的副边Ns1和Ns2的输出额定功率均为2 W。

变压器原边的输入功率计算公式为：

式中：P_in为原边输入功率；V_O1、I_O1为Ns1输出的额定电压和电流，取8 V、250 mA；VO2、IO2为Ns2输出的额定电压和电流，取8 V、250 mA；η为原副边的传输效率，取0.75。

原边电感量计算公式为：

式中：L_p为原边NP1、NP2的电感量，且两者相等；V_in为原边输入直流电压，取18 V；D为推挽MOS管的导通占空比，取0.47；f为推挽MOS管的导通频率，取170 kHz。

原边电流峰值计算公式为：

式中：N_P为Np1、Np2的线圈匝数，且两者相等；Ae指磁芯窗口有效截面积取8.47 mm²。

副边匝数计算公式为：

式中：N_S为Ns1、Ns2的匝数，且两者相等；V_O为副边输出电压取8 V。

2.4 倍压整流电路设计

图5中当Ns1为上正下负时电流有两条流通路径，一是由线圈正极通过电容C7、C8和二极管D3到线圈负极，二是由线圈正极通过二极管D2和电容C6到线圈负极。此时D1处于反向截止状态，达到稳态时C6、C7、C8两端电压均为Ns1两端电压减去二极管压降，约为7.3 V，即VL为-7.3 V。

图6中当Ns1下正上负时电流只有一条流通路径，由线圈正极通过C6、D1、C2到线圈负极。此时D2、D3处于反向截止状态，C2两端电压即为IGBT的开通电压V_H，根据基尔霍夫电压定理可知C2两端的电压大小计算公式为：

式中：V_C6为C6处于稳态时的电压7.3 V；V_NS1指Ns1两端的电压8 V；二极管D1的管压降VD1为0.7 V。

电源在驱动电路中的连接方式如图7所示(以U相上桥为例)，驱动芯片左侧为低压部分，PWM+、PWM-是驱动互锁信号控制IGBT的开通和关断。右边为高压部分，当驱动芯片OUT引脚输出高电平时三极管Q1导通，开通电压+15 V_UT通过开通电阻R1给IGBT栅极G_UT充电。同理，当OUT输出端为低电平时三级管Q2导通，栅极通过关断电阻R2至-8 V_UT进行放电，R1、R2、C2为驱动参数，相互匹配能够调节IGBT的开通和关断速度。R₃的作用是防止MOS管误开通，而二极管D1和双向稳压管D2能够使栅级电压钳位在合理范围^[11]。

3 仿真验证

如图8所示在LTspice仿真软件上对设计电路进行验证，结果如图9所示。推挽电路中两个MOS管的驱动PWM信号由软件库自带的函数信号发生器V1、V2生成。满载电流可按下式估算：

仿真中用可变电流源作为负载验证驱动电源的带载能力，从图9中可以看出负载由轻载到重载变化时开通和关断电压在±100 mV内波动，说明该电源有良好的带载能力。

4 样机测试

变压器原边直流输入电压V_in存在±10 %的波动，在该输入电压下所测驱动电源指标如表1所示，表中数据为6组驱动电源的均值。U相所测相关波形如图10所示，(a)、(b)所测结果与图9中的仿真数据相差不大，(c)中所测纹波为40 mV左右。说明该电源设计合理、性能稳定。

5 结论

本文提出的一种基于推挽电路的IGBT驱动电源的设计，在电气隔离和动态响应方面较传统电源有很大提升。但输入电压Vin存在±10%的波动使电源无法发挥最优性能，是后期的优化方向。另外，本设计已应用到纯电动车电机控制器中，能够安全稳定运行。

参考文献

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作者信息:

杨海清，杨 超

(浙江工业大学 信息工程学院，浙江 杭州310023)