0 引言

伴随着现代电网系统迅速的发展升级，对电网电力传输和配电网络的需求越来越高。随着人力成本的增加以及微处理器技术的发展，采用高精度自动控制系统来实现自动化的电网检测和控制，为电力部门的管理和设备控制节约成本，成为电力工业系统的必然选择。图1是典型的便携式电力安全监测系统，其利用外部电压或者电流传感网络来对一个周期内的信号进行连续采样，通过多个采样数据来计算其有效值。然后通过数据处理电路DSP来完成AD信号的多路同步转换和测量运算。运算的结果同时被串口传送给单片机进行数据存储显示控制，并最终在LCD显示模块显示所需要的信息^[1-3]。

供电质量管理系统对多相电网的电压和电流进行检测，同时监控和检测负载的频率谐波。电网系统中电力监测的测量精度是通过高精度ADC的同步采样来实现的，ADC的电压测量动态范围要根据检测对象的最大电压和测量精度来决定。

在典型的3相测量系统中，需要对三路的电流互感器和功率变压器分别进行采样。典型的变压器输出一般在±620 mV以内，要对小信号进行精确测量，就需要高精度的ADC来实现多通道同步采样。另外对电力系统电流的测量同样对ADC的动态范围提出了较高的要求。例如对于10 A的标称值、100 A的最大测量值和0.2级的监测要求，需要测量系统的总动态范围大于86 dB。根据系统需求，典型的电力系统监测需要至少14 bit的ADC。本文提出一种多位5阶sigma-delta（ΣΔ）ADC，动态范围大于100 dB，能够满足变压器的小AC输出进行测量，实现快速的数据采集，以便后续FFT处理。

1 前级采样

图2是开关电容采样保持电路，采集前级的电压信号，供后级ADC转换。该电路由电容对C1、C2，开关S1、S2和差分对输入运放组成。图3是采样保持电路的工作相位，采样保持电路在相位P₁时S1闭合，S2打开，C1存储前级噪声和失调；在相位P₂时S1打开，S2闭合，C1和C2电容采集前级噪声失调以及信号，两次的噪声和失调被相关消除，得到低噪声的V_h。两次相关采样消除的低频噪声带宽取决于S1和S2的开关频率。

2 ADC电路

2.1 调制器

图4是本文的5阶3 bit ΣΔ调制器的系统框图，该前馈结构带有局部反馈系数g₁，比全前馈5阶ΣΔ调制器系统有更好的稳定性。引入的局部前馈因子b₁有利于优化闭环噪声传输函数，获取更高的信噪比。采用多位量化结构和数字校正技术，能够提升系统的精度和线性度，抑制谐波失真，提高整体的性能。

图5是本文的5阶3 bit ΣΔ调制器原理图，第一级积分器采用了斩波稳定技术来消除运放的失调和1/f噪声，以获取较高的信噪比（SNR）。第二级至第五级积分器的噪声被前级进行了噪声整形，因此无需再应用斩波稳定技术，而且采样电容值可以等比例缩小，以便减小芯片面积，也有利于降低系统功耗。

一般而言高阶闭环系统存在稳定性问题，如果设计不当系统会出现震荡现象，从而无法正常工作。一般高阶调制器结构的稳定性问题通过优化参数和出现震荡时系统复位的方法来解决，从而确保系统正常工作。本文从以下几个方面来保证该系统在频带内稳定：（1）引入局部前馈因子b₁，引入局部零点，从而优化闭环噪声传输函数；（2）采用3 bit量化，提升比较器的线性度；（3）采用前馈结构来降低积分器通路中的信号分量，从而降低运放输出摆幅，不仅有利于降低功耗，也有利于系统稳定；（4）反馈因子g₁有利于降低主通路信号分量，通过参数优化仿真，获取较优的传输函数系数^[4-5]。

通过对比图4和图5，有如下系数对应关系：

图6是调制器中积分器所采用的运放结构图，该差分运放的共模反馈电路未给出，本文采用的共模反馈电路是简单的开关电容共模反馈。第一级积分器运放增益82 dB，带宽32 MHz。后级积分器中运放增益和带宽可适当降低。

为了在较低的功耗下提高ADC精度，可以采用多位量化技术。那么对于调制器的DAC反馈环路来说，多位量化带来的非线性误差会反映在输出频谱的杂散上。这个非线性误差限制了系统的整体性能，必须通过数字校正技术来进行抑制。目前得到成功应用和验证的数字校正技术是动态元件匹配(Dynamic Element Matching，DEM)技术。实现DEM技术的算法有很多，其中数据权重平均(Data Weighted Averaging，DWA)算法应用较为广泛，这得益于该算法实现简单、性能较好、有更高的性价比。本文中采用DWA技术来改善多位量化给DAC反馈引入的非线性误差，由于各文献对DWA技术描述得较为详细，这里不再赘述^[6-7]。

2.2 数字滤波器

高阶调制器进行噪声整形后的带外噪声需要高阶数字滤波器进行滤除，同时进行了降采样。虽然数字滤波器功能简单，但往往占用了芯片的绝大部分面积。本文仅仅采用六级梳状滤波器来实现降采样功能。降采样率为N的六级梳状滤波器的频率响应为：

本文的六级梳状滤波器z域实现结构框图如图7所示，输入三位信号经过六级累加器后再进行降采样，最后经过六级差分器滤波后实现整体的最终降采样。该结构框图可以利用MATLAB模型进行功能验证，调制器的输出码流作为该六级梳状滤波器模型功能验证的信号输入，经过MATLAB初步验证后再进行MODELSIM功能验证^[8-9]。

3 实验结果

本文的ΣΔ ADC采用标准的0.35 μm CMOS工艺流片，芯片照片如图8所示，面积约为2.1×3.2 mm²。测试电源电压为5 V，采样时钟频率为6.4 MHz，过采样率(OSR)为64，芯片总功耗为26 mW。逻辑分析仪Agilent 16804A用来采集ADC的输出码流信号，并在MATLAB中进行数据分析。调制器后仿真的PSD分析结果如图9所示。在-1dBFS输入信号幅度下，调制器的SNDR达到107.5 dB，三次谐波失真小于-110 dB，经过数字滤波后的频谱图如图10所示，SNDR下降了约5 dB，带外噪声被显著降低，可以看出数字滤波器实现了预期的功能。受限于高精度信号源，图11只给出了数字滤波后的测试输出频谱图，可以看出噪底相比较于后仿真结果提高了约10 dB，但精度依然大于16 dB，动态范围大于100 dB，满足电力系统对ADC的精度要求。

4 结论

本文实现了一种3 bit 5阶sigma-delta（ΣΔ）ADC，动态范围大于100 dB，能够满足现代便携式电力安全监测系统对于ADC的精度要求。

参考文献

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作者信息:

陈 兴，林建廷，毛 越，韩 栋

（国网河南省电力公司南阳供电公司，河南 南阳473000)