0 引言

在新能源产业和智能微网的不断发展下，逆变器作为发电并网的核心越来越受到人们的重视，如何保证逆变器输出电能的质量、降低入网电流的总谐波失真（Total Harmonic Distortion，THD）也得到了国内外学者的广泛关注^[1-2]。

在逆变器的选择上，H6拓扑逆变器相比于传统H4桥逆变器增加了两个全控的功率管和两个高性能二极管^[3]，在续流阶段取代了性能较差的体二极管之后系统具有更高的效率，同时在续流阶段实现了电网和直流电池板的隔开，无需隔离变压器，在实现类似 H4 拓扑单极性调制输出电压效果的同时可以有效抑制共模漏电流的产生，广泛应用于各大功率场合。传统H6拓扑逆变器大都采用P（比例）控制器或者PI（比例积分）控制器，简单的P控制器效果不佳，无法满足系统的快速响应要求；在交流信号跟踪方面，PI控制器的抗干扰能力差、有较大的稳态误差，而PR（比例谐振）控制器虽然可以解决传统PI控制器无法消除的静态误差以及受电网电压干扰的缺陷，但其缺点在于频率不能自适应，在电网频率存在偏差时会有较大的谐波干扰。

为了消除高频开关谐波对电网质量的影响，传统的并网逆变器通常采用L型滤波器与电网相连，L型滤波器需要的电感值较大，导致了电感压降增大、损耗和成本增加，电流内环的响应速度也在一定程度上受到影响，且在较高功率场所，传统的L滤波已经不能满足要求^[4]。文献[5]在研究了LCL滤波器对高频分量的高阻抗特性之后，提出三阶的LCL型滤波器可以取代L型滤波器，选用较小的电感值就能极大地衰减高频谐波电流，且具有比单电感更好的滤波效果。然而LCL型滤波器作为无阻尼的三阶系统，谐振的易发性会导致系统不稳定，对此，文献[6]在滤波电容上串联了一个电阻，系统阻尼的增加削弱了谐振尖峰，有利于系统稳定但却造成了新的损耗。文献[7]提出一种分裂电容法，即把滤波电容分成两部分，将两电流加权之后取平均值作为逆变器输出的控制信号，其优点在于可以实现系统的降阶，但需要补偿控制，且属于间接电流控制，其动态性能较差。值得注意的是，文献[6]、[7]采用的逆变器拓扑均为普通的H4桥逆变器，对于效率更高的单相H6拓扑并网逆变器采用LCL滤波器的研究较少。

针对以上问题，本文首先分析了带LCL滤波器的单相H6并网逆变器的拓扑结构，同时设计了滤波器参数；接着探究了并网电流外环、电容电流内环的准PR控制策略对系统稳定性的影响，最后通过Simulink平台的仿真结果验证了所提控制策略的合理性。

1 并网逆变器系统设计

1.1 H6并网逆变器拓扑

LCL滤波的单相H6并网逆变器(single-phase H6-type grid-connected inverter with LCL-filter，H6LCL)的拓扑结构如图1所示。其中，E为直流输入电压；S₁~S₆为IGBT；D₁和D₂为续流二极管；L₁、L₂和C构成LCL滤波器(忽略滤波电感和电容的寄生电阻)；i₁为逆变器侧电感电流；i_c为流过滤波电容C的电流；i₂为并网侧电感电流；u_c为滤波电容C的端电压；u_g为电网电压。

H6LCL系统采用如图2所示的混合单极性调制方式，S₁~S₄工作在高频开关状态、S₅和S₆工作在工频开关状态。S₁和S₄的PWM驱动信号相同、S₂和S₃的PWM驱动信号相同，且两种驱动信号在周期上互补。可以看到S₅和D₂、S₆和D₁为逆变器两组续流通道，逆变器续流时实现了逆变器交流侧与直流电池板脱离，通过选用快恢复二极管取代性能较差的体二极管之后能够有效地降低二极管的反向恢复损耗，使得总体效率有大幅提高^[3]。

1.2 LCL滤波器设计

首先分析L型滤波器与LCL型滤波器的稳定性，从图3的波特图可以看出，在低频段LCL型滤波器和L型滤波器效果一样，而LCL滤波器在保持低频段增益衰减的同时，还可以有效地抑制高次谐波。但LCL滤波器电感和电容参数的选取决定了系统的动态特性：L越小功率损耗越低、电流跟踪越快；L越大滤波效果越好。所以，选取电感时要结合系统参数综合考虑各方面因素，采用折中的方法进行选择，表1给出了本文所设计逆变器的参数。

一般情况下，输出电流纹波的大小决定了电感L最小值的选择。通常选择额定电流的15%~25%作为电感L上的纹波值^[8]，本文选用15%进行计算。由图3可看出，在低频段（转折频率以下）LCL滤波器和L滤波器有一样的滤波效果，因此可用单电感L近似计算LCL滤波器中L₁+L₂的值^[9]。

本文L实取2.4 mH，即L₁+L₂取值为2.4 mH，不同文献对L₁/L₂取值不同，H6LCL系统中选择L₁=2 mH，L₂=0.4 mH代入计算。

电容参数的大小与谐振频率和无功功率有关。无功功率、流过功率器件和电感的电流不能过大，决定了滤波电容值不能较大，否则系统整体的效率就会下降；而滤波电容值比较小，则在同样的滤波效果下就需要数值较大的电感，从而导致电感的体积变大。实际工程中，电容参数对系统功率容量的影响通常要小于10%，本文取5%进行计算，则电容值的取值范围为：

带入参数得C≤16.44 μF，本文取C=14 μF。

2 电流双闭环准PR控制

图4为H6LCL系统的双闭环控制框图，控制思路为：在并网电流外环中，经过PLL锁相环得到的参考电流i_ref和并网电流i₂比较，得到的误差信号在经过准PR控制器处理后与内环的电容电流相减，再将得到的信号波形经过比例调整后送给SPWM信号发生器，最后产生SPWM波作用于H6拓扑并网逆变器的功率管，从而实现并网控制。

2.1 准PR策略

传统的并网逆变器中，稳态误差和抗干扰能力差的缺陷使得PI控制器的应用受限，而PR控制器在控制逆变器输出的过程中加入了无损谐振环节，谐振频率处的增益为无穷大、相位等于0，因此系统的稳态误差可以被消除。在本H6LCL系统中，谐振频率为50 Hz（等于电网电压频率），PR控制的传递函数为：

PR控制器的波特图如图5所示。从图中可明显看出，采用PR控制器在电网基波频率处会有极大的增益，尤其是在基频50 Hz（314 rad/s）处，增益可视为无穷大。如果电网频率一直保持在该理想点上，则PR控制器可有效地抑制谐波，得到较为优质的并网电流。但是，通常情况下电网的频率会偏差±0.1 Hz左右，而频率的偏移会极大地降低PR控制器抑制谐波的能力。为了减小系统在谐振频率处的敏感程度，解决电网频率偏移造成PR控制策略无法抑制谐波的问题，改用准PR控制策略，其传递函数可表示为：

式中，比例参数K_p=0.5，谐振参数K_R=10，谐振基波角频率ω₀=314，频带宽度ω_c=3.14。由式(10)画出如图6所示波特图，与图5比较可知，采用准PR控制时系统在谐振点附近的带宽增大，有效地解决了PR控制器在电网频率偏移时不能抑制谐波干扰的问题，同时系统抗电网电压干扰的能力也得到了增强。

2.2 电流双闭环控制策略

LCL滤波器的动态响应好、有着比L滤波器更好的谐波抑制性能，但作为三阶系统，LCL滤波器较低的系统阻尼会导致在固有频率处出现如图3所示的谐振尖峰，为了提高控制的稳定性能，必须要抑制住系统振荡。而LCL滤波器的谐振是较低的系统阻尼所致，为此，引入了一种并网电流外环、电容电流内环的双电流反馈策略，结合图4可得到其闭环控制框图如图7(a)所示，为进一步求取闭环控制系统的传递函数，对图7(a)进行一系列等效变换和简化得到图7(b)。

由图7(b)可以得到双电流反馈控制的传递函数如式(11)所示：

式中K_PWM为H6逆变桥的等效比例环节，K为向前通道的比例系数，根据文献[10]的研究，取K_PWM=40， K=0.86。由式(10)和式(11)可画出双闭环控制的波特图如图8所示，可以看到，相比于图3，并网电流与电容电流的双闭环控制方案可以有效抑制LCL固有频率处的谐振尖峰，并且在高频段有较好的谐波抑制效果。

3 仿真验证

为了验证上述分析设计及控制策略的正确性，在Simulink平台上搭建了仿真模型，设并网参考电流幅值为25.4 A，其他电路参数如理论分析所述。得到的仿真结果如图9和图10所示。图9(a)为并网电流波形（放大10倍）与电网电压波形，图9(b)为并网电流与参考电流波形，图10为并网电流的谐波畸变率。

从图9(a)和图9(b)可以看出，H6拓扑逆变器采用LCL滤波的电流双闭环准PR控制策略能够实现入网电流的无静差跟踪，系统更加稳定；同时可看出电网电压与入网电流几乎是同频同相的，因此逆变器并网时接近单位功率因数；对入网电流i_g的前5个周波进行FFT分析得到图10所示结果，可知入网电流的THD仅为1.06%，说明采用LCL滤波器的单相H6拓扑并网逆变器具有较好的滤波能力，可有效地抑制高频谐波。

4 结论

高效率的单相H6拓扑逆变器结合LCL滤波器可以得到比传统逆变器更加优质的电能。针对三阶LCL滤波器的振荡会造成系统不稳定的问题，本文采用了一种有源阻尼控制方案，即引入并网电流外环、电容电流内环的双电流反馈法，并在并网电流外环中引入了准PR控制策略，通过4 kW逆变器的设计和仿真验证，证明该控制策略可以有效地抑制固有频率处的谐振，实现系统的无静差跟踪，提高了系统稳定性。仿真结果还表明，采用该策略能够在较小的滤波电感值下滤除高次谐波，降低了系统成本且得到并网电流的谐波畸变率仅为1.06%，并网质量得到了进一步的改善。

参考文献

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作者信息:

林春旭1，2，王 娟2，赵万明1，2

（1.西南交通大学 电气工程学院，四川 成都610031；2.西南石油大学 电气信息学院，四川 成都610500）