0 引言

逆变器是光伏并网发电系统的核心组件，分为集中式、组串式以及微型逆变器^[1-3]。微型逆变器的优势在于具有较强抗局部阴影能力，体积小、效率高、安全可靠，是光伏发电的主要发展趋势之一^[4-5]。

为了适应目前市场上光伏组件的功率等级，交错反激式微型逆变器得到了广泛应用^[6]。交错反激式微型逆变器通过两个平行耦合的反激式变换器互补工作，较传统的微型逆变器，具有能增大电路输出功率，减少输入输出电流纹波的优点^[7]。在此基础上，提出了一种新型带功率解耦的交错反激式微逆变器，可以有效地降低功率开关管上的电压应力和提高微型逆变器的转换效率。本文首先阐述提出的新型拓扑结构的工作原理，分析在不同模式下的工作过程，计算出各阶段工作时间，最后通过仿真和实验进行验证。

1 电路结构和工作原理

1.1 电路的拓扑结构

提出的具有功率解耦功能的新型交错反激式微型逆变器电路拓扑如图1所示。系统包括交错反激式DC/DC变换器，DC/AC逆变电路和LC滤波电路。

该拓扑一次侧在开关管S₁-S₄的控制下，通过解耦电容C₁、C₂和续流二极管VD₁、VD₂进行功率解耦，电路结构简单。由于电容C₁、C₂先串联后并联于直流母线两端，通过对开关管S₁-S₄的控制，对两个电容轮流充放电，能有效地降低开关管的电压应力，减小输出滤波电容，提高输出功率。

1.2 电路的工作原理

反激式变换器有两种工作模式。以变压器T₁所在的变换器为例，在模式Ⅰ时，光伏阵列的输出功率P_PV大于逆变器的瞬时输出功率P_ac，剩余能量对电容解耦C₁进行充电。在模式Ⅱ时，光伏阵列的输出功率P_PV小于逆变器的瞬时输出功率P_ac，通过控制开关管，使解耦电容C₁输出能量，与光伏组件同时向电网输出功率。图2示出不同模式下变压器T₁励磁电流i_Lm1、二次侧电流i₂以及驱动信号波形。

以变压器T1所在的反激式变换器为研究对象，采用电流断续型(DCM)控制策略，研究两种不同模式下逆变器的工作状态。

模式Ⅰ：P_PV>P_ac，解耦电路有4个工作阶段。

阶段1(t₀-t₁)：如图3(a)所示，开关管S₁、S₂开通，光伏组件向原边电感储能，励磁电流线性上升至：

式中，L_m1为变压器励磁电感，U_in为原边输入直流电压,d₁T_s为此阶段工作时间。得到阶段1工作时间为：

阶段2(t₁-t₂)：如图3(b)所示，开关管S₁关断，励磁电感中能量对解耦电容C₁进行充电。励磁电流线性下降，直到t₂时刻励磁电感中的能量正好等于二次侧需求的能量,将S₂关断。根据一、二次侧能量守恒原则，可以得到在t₂时刻：

阶段3(t₂-t₃)：如图3(c)所示，副边电流i₂通过开关管S5向电网传递能量。假设电网电压恒定，在一个周期内的二次侧电流i₂(t)为：

式中，N=n₁/n₂为原副边匝数比，并网瞬时电压u_ac=Usin(ωt)，L_m2为副边励磁电感。

二次侧电流在t₃时刻下降到0，此阶段工作时间：

如果P_PV保持恒定，那么占空比d₃也是恒定的，因此，阶段3的时间只跟光伏组件的输出功率有关。

阶段4(t₃-t₄)：如图3(d)所示，在t₃时刻，二次侧电流已降为0，T₁所在电路停止工作，T₂充电电路开始工作。图3(e)示出变压器T₂充电模式的第2阶段，开关管S₃保持开通，S₄关断，原边励磁电流对解耦电容C₂进行充电。但因为变压器T₁第4阶段的工作时间要包含变压器T₂的前3个阶段，则：

模式Ⅱ：P_PVac，解耦电路也有4个工作阶段。

阶段1(t₀-t₁)：工作过程类似于模式Ⅰ的第一阶段，如图3(a)所示。求出此阶段原边励磁电流峰值i_Lp2，代入式(2)便得到第1阶段工作时间。

阶段3(t₂-t₃)：副边电流i₂通过开关管S₅向电网传递能量。工作时间分析类似于模式Ⅰ的第3阶段。

阶段4(t₃-t₄)：同模式Ⅰ，此时是变压器T₂的前3阶段的工作时间。同样的，解耦电容C₂向反激式变压器T2的励磁电感传递能量。

2 参数选择方案

2.1 解耦电容的选择

一定功率和频率下，解耦电容的容值取决于电容两端电压和所允许的纹波电压：

由式(15)可以看出，在其他因素不变的情况下，解耦电容C₁、C₂的容值正相关。因此在保证解耦电路稳定的前提下，C₂的取值越小越好。

2.2 励磁电感的选择

交错反激式微型逆变器是两个单端反激式变换器并联的结构，两个电路交替工作，因此电路工作在DCM模式下的稳态占空比必须低于50%，即：

3 仿真验证

为了验证所提出的三电平交错反激式微型逆变器电路，使用MATLAB搭建电路拓扑和控制系统的模型，并进行仿真分析。表1为设置的电路仿真参数。

图4给出了逆变器的进网电流i_ac、并网电压v_ac和解耦电容C₁电压v_c1仿真波形。由图可知，解耦电容以上述两种模式进行充放电，其上的电压纹波表现为稳定的二倍工频脉动。

图5为在两个工频周期内的原边电流i_Lm1以及副边电流i₂的仿真波形。励磁电流和副边电流都是频率为两倍工频的馒头波形，具有较好的正弦性。

图6为充放电模式下变压器原副边的电流波形。模式Ⅰ下，原边电流线性增加到峰值时，改变开关管的通断，使解耦电容C₁处于充电状态，电流线性下降到i_Lp，开通S₅，副边释放能量；模式Ⅱ下需要解耦电容释放能量才能达到i_Lp，其他均类似于模式Ⅰ。

4 实验结果

搭建了一个250 W、输出220 V的样机，输入电压为35 V。图7(a)为模式Ⅰ下主开关管驱动信号，图7(b)为模式Ⅰ下原副边电流波形(图7(b)中1、2号探头测量的电压值每10 mV表示1 A)。在模式Ⅰ中，在励磁电流到达一定值的时候，开关管改变状态，使电流降低，直到S₅开通，向副边传递能量。

图8(a)为模式Ⅱ下主开关管驱动信号，图8(b)为模式Ⅱ下原副边电流波形。在模式Ⅱ中，S₄的开通使励磁电感能够得到进一步的充电，之后S₅开通，向副边传递能量。

图9(a)为样机输出电压v_ac和电流i_ac(1号探头测得电压值倍率缩小20倍；2号探头测量的电压值每10 mV表示1 A)。样机输出的并网电流与电网电压同频同向，符合并网要求。图9(b)为测得的不同并网功率下的效率曲线。逆变器的最大转换效率为90.6%。

5 结论

交错反激的结构提高了微型逆变器的功率范围，能满足目前光伏发电市场的需求。本文提出的新型交错反激式微型逆变器拓扑结构简单，成本较低并具有较高的变换效率；用薄膜电容代替电解电容，使得逆变器的寿命不再受电容寿命的制约；采用两个解耦电容实现功率解耦，有效降低开关管两端的电压应力。结果表明，该拓扑并网性能好，方案可行。

参考文献

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[2] 周哲，王萍，薛利坤，等.高增益开关电容光伏微型逆变器[J].电工电能新技术，2015，34(6)：64-69.

[3] 王晓，张立伟，李艳，等.一种带功率解耦的Flyback微型逆变器研究[J].电工电能新技术，2015，34(2)：44-49.

[4] Feng Tian.Pulse frequency modulation ZCS flyback converter in inverter applications[D].M.S.University of Central Florida，2009.

[5] CUAUHTEMOC R.Long- lifetime power inverter for photovoltaic AC modules[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(7)：2593-2601.

[6] 张凤阁，朱仕禄，殷孝睢，等.交错反激式光伏并网逆变器的控制器实现[J].电工技术学报，2013，28(5)：142-153.

[7] 孙玉巍.交错反激式光伏并网微逆变器研究[D].北京：华北电力大学，2012.

作者信息:

顾石磊1，孙玉坤1，2，张 亮2，黄永红1

(1.江苏大学 电气信息工程学院，江苏 镇江212013；2.南京工程学院，江苏 南京211100)