0 引言

宽带扫频源和频率合成器是大多数电子系统必不可少的组成部分，更是无线通信系统的核心。其中宽带压控振荡器(VCO)是宽带频率源的关键模块。近年来，随着集成无线通信系统的迅猛发展，对芯片内VCO 的指标需求越来越高，宽带VCO成为射频芯片开发领域的一大研究热点。恒定的压控增益可以让LC VCO 在PLL中表现出更好的性能，提高PLL的工作稳定性；此外，为了满足应用越来越被广泛的微型以及便携性设备的需求，LC VCO的低功耗设计也一直是一个重要的被关注点。本文采用SMIC 0.18 μm Mixed Signal CMOS工艺设计了高性能的宽带LC压控振荡器，主要设计思路包括：

(1)采用模拟式振幅负反馈的方式，通过模拟电路实现对偏置电流的负反馈控制，从而有效地在控制LC VCO电路功耗的同时，实现在不同的调谐频带和频率调谐控制电压的设置下输出振荡信号的幅度相同。

(2)采用通过数字控制的单刀双掷开关控制可变电容阵列的调谐，同时对固定电容单元进行开关的方法，实现了在宽频率调谐范围内、不同频带的电压调谐曲线的压控增益更加一致，并且所有相邻频带之间的频率间隔近似相等的压控增益曲线。

1 电路设计

1.1 模拟式振幅负反馈控制

在宽带LC VCO的设计中，功耗的控制以及不同频率输出信号的振荡幅度变化是一个需要重视的问题。本设计采取模拟式振幅负反馈控制的方式来调整LC VCO核心电路的电流大小。通过调节偏置电流大小的方法，使得LC VCO输出振荡信号在整个输出频率范围内拥有较为一致的幅度，并降低振荡稳定时电路的功耗。同时，该结构在振荡器起振阶段可以提供较大的偏置电流，保证其在不同的工艺角和温度下都能够快速有效地起振。通过增大起振阶段的偏置电流，LC VCO起振时所需要的正反馈增益得到了增大，因此适当减小差分交叉耦合对管的尺寸仍可以保证满足巴克豪森准则。减小差分交叉耦合对管的尺寸可以降低其栅极等效电容对谐振网络的影响，使LC VCO可以达到更高的输出频率。

图1给出了本设计LC VCO的模拟式振幅负反馈电流控制结构示意图。该结构形成了一个自动幅度控制环路，包括高频全波整流模块(由MOS管M7、M8和电阻R2、R3构成)、低通滤波模块(或称为积分模块，由电阻R1和电容C1构成)以及压控电流源(由MOS管M1、M2和M9构成)。电路初始阶段，通过设置偏置电压V_ref使M7和M8截止，电容C1上没有电量的积累，M9的栅极电压通过电阻R1和R2接地为零，此时其栅-源偏置电压最大，使得产生的电流最大。该电流通过M2和M1构成的电流镜给LC VCO的核心电路提供大的电路，以促使LC VCO起振。当LC VCO振荡建立，振荡幅度逐渐增加以后，振荡幅度不断增大，导致M7和M8在振荡周期内的一段时间可以开启，高频全波整流模块形成导通电流对电容C1充电，并且使得电阻R2非接地端的平均电压增加，M9的栅端电压升高。此时，M9的栅-源偏置电压降低，产生的电流减小，从而会导致通过电流镜镜像注入LC VCO核心电路的电流降低。最终的注入电流大小和输出信号的振荡幅度到达一个平衡点，两者都不再变化。当高频全波整流模块的工作速度足够的情况下，在LC VCO的整个输出频率范围内，这个平衡点的状态都是一致的，由电路的结构和各个器件的尺寸决定。因而在LC VCO的整个输出频率范围内，输出的振荡幅度可以保持一致。

1.2 双控制电容阵列结构

本设计的LC VCO采用图2所示的可变电容单元和固定电容单元同时由数字控制的阵列结构来获得不同的电压调谐频带。其中可变电容阵列采用之前所述的可变电容单元结构作为基础单元，由如图3所示的单刀双掷开关进行状态切换控制。单刀双掷开关控制可变电容阵列中可变电容单元的压控调谐控制端在环路滤波器电压和电源电压之间进行切换。当可变电容的压控调谐控制端接在固定电位的电源电压上时，可以将可变电容单元视为一个电容值较小的固定电容。固定电容单元和可变电容单元为一一对应的状态，其开关控制和单刀双掷开关的数字控制相对应：当单刀双掷开关接环路滤波器电压时，可变电容单元可调谐，固定电容单元的MOS开关打开，接入谐振回路；当单刀双掷开关接环电源电压时，可变电容单元不可调谐，固定电容单元的MOS开关关闭，不接入谐振回路；通过对可变电容单元和固定电容单元内可变电容和固定电容进行尺寸优化，宽带LC VCO可以实现不同调谐频带内恒定的压控增益以及调谐频带之间相等的频率间隔。

为了得到宽的压控调谐范围，将本设计的LC VCO共分为了16个频带。当LC VCO工作在第1个，即最高的频带时，只将一路可变电容单元的压控调谐控制端接环路滤波器电压，同时打开其对应的固定电容单元的MOS开关使其接入谐振回路。其他15个可变电容单元的压控调谐控制端接电源电压，同时使它们对应的固定电容单元的MOS开关关断。以此类推，当LC VCO工作在第n个频带时，将n路可变电容单元的压控调谐控制端接环路滤波器电压，同时打开其对应的固定电容单元的MOS开关使其接入谐振回路，其他16-n个可变电容单元的压控调谐控制端接电源电压，同时使它们对应的固定电容单元的MOS开关关断。为了避免固定电容接入较多时，造成频带内的压控增益相对较低的问题，本设计采用通过增加此时接入的可变电容的大小的方法来提高该频带的压控增益，使得每条频带的压控增益基本保持一致；进一步地，通过计算调制固定电容和可变电容的大小，可以在频带切换时保证相邻子带之间的频率间隔的一致。

下面给出当需要切换不同的频带时，电容阵列中需要的固定电容和可变电容大小取值的计算方法。根据设计指标中最高频率的子带的中心振荡频率F_MAX和最低频率的子带的中心振荡频率F_MIN以及相邻频率子带的频率间隔Δf，可以知道需要的可变电容单元的数量为：

2 版图和仿真

在确定了电容阵列的结构和内部器件参数取值之后，可以通过译码器用4位控制字D₃D₂D₁D₀的组合分别对应16条频率子带，D₃D₂D₁D₀二进制的数值从低到高的变化分别对应中心频率从高到低变化的频率子带。采用译码器的主要目的是减少数字控制端的位数，从而节约芯片端口或者数字寄存器的数量。本文采用了SMIC 0.18 μm RF CMOS工艺进行电路和版图的设计，图4给出了本设计的版图。

图5给出了当控制字D₃D₂D₁D₀=0000，LC VCO切换至频率最高的子带，并设V_tune=1 V时的瞬态波形仿真结果。从仿真结果可以看到，振荡器的振荡信号的峰峰值为1.03 V。

通过数字控制切换频率子带，仿真所得的各个子带内的压控增益曲线如图6所示。从图6中可以看到，通过对可变电容阵列的结构以及参数的优化，本设计的LC VCO在2.15 GHz～3.03 GHz的宽频率范围内实现了较为恒定的频带内压控增益和频带之间的频率间隔。所有的频带中，压控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之间，且具有很高的线性度。相邻频带之间的间隔稳定在40 MHz～50 MHz之间，并且有很大的频率重叠，这样就可以确保本设计的宽带LC VCO在采用了自动频率控制(AFC)的锁相环频率综合器中能够覆盖调谐范围内的所有频率，并且使PLL的自动控制工作状态稳定可靠，同时具有很好的参考杂散抑制能力。

图7给出了当设置控制字D₃D₂D₁D₀=0000、压控调谐电压V_tune为0.9 V时的相位噪声仿真结果。仿真所得的相位噪声为：-97.5 dBc/Hz@100 kHz，-120.0 dBc/Hz@1 MHz，-140.5 dBc/Hz@10 MHz。表1给出了在不同控制字下，V_tune为0.9 V时，在1 MHz频偏处的相位噪声的具体数值。从给出的仿真结果可以看到，本设计的LC VCO在其输出频率范围内的相位噪声在-123 dBc/Hz@1 MHz～-120 dBc/Hz@1 MHz之间。

表2给出了本设计的宽带LC VCO的仿真结果汇总表。从仿真结果可以看出，本设计的LC VCO的压控增益在全部覆盖频率范围内的变化很小，具有良好的线性度。

式(4)给出了当前广泛采用的衡量VCO的性能指标的品质因数FoM(Figure of Merit)的表达式：

式中，f₀代表振荡器输出振荡信号的频率，f_offset代表偏离输出振荡信号频率的频偏量，L(f_offset)代表频偏处的相位噪声大小，P_dc代表振荡器电路消耗的功率。根据式(4)，表3给出了本设计的LC VCO的性能指标与其他文献的对比，从中可以看出，本设计的LC VCO具有良好的综合性能。

3 总结

本文采用SMIC 0.18 μm CMOS工艺设计了恒定压控增益的宽带LC VCO。采用模拟式振幅负反馈的方式，通过模拟电路实现对偏置电流的负反馈控制，既控制了功耗，同时实现了不同振荡频率信号的幅度相等。考虑到压控调谐线性度和频带间隔对AFC控制的PLL工作可靠性以及参考杂散抑制的影响，采用了数位双控制电容阵列结构以实现恒定的压控增益和相等的调谐频带间隔。通过后仿真可以看到，本设计的LC VCO相邻频带之间的间隔稳定在40 MHz～50 MHz之间，在所覆盖的全频率范围内，压控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之间，且具有很高的线性度。本设计的品质因数(FoM)为-183.9 dB，具有良好的性能，可以很好地达到设计要求。

参考文献

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作者信息:

田 密1，韩婷婷1，王志功2

(1.中国航天科工集团八五一一研究所，江苏 南京210007；2.东南大学射频与光电集成电路研究所，江苏 南京210096)