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基于SPWM的逆变技术的研究
2014年电子技术应用第8期
沈兰兰,李海标,秦泽熙
(桂林电子科技大学 机电工程学院,广西 桂林541004)
摘要:用传统SPWM产生的修正正弦波逆变电源存在以下缺陷:输出电压中含有大量的谐波分量,带负载能力较差,不能给感性负载供电等。为了解决以上问题,提高逆变电源的带负载能力,在单极性SPWM技术的基础之上,设计了一种新型正弦逆变电源。通过精确控制开关管的导通关断和适当改变负载续流回路,实现零压续流,使负载得到纯度极高的正弦波电流。重点分析和论述了反压续流和零压续流的工作原理和过程,利用SABER软件构建系统主电路和控制电路模型并进行仿真,得到了纯正正弦波电流,克服了传统SPWM的不足,使后续电器设备的使用寿命变长。
中图分类号:TM46
文献标识码:A
文章编号: 0258-7998(2014)08-0058-04
Sine inverter technology research based on SPWM
Shen Lanlan,Li Haibiao,Qin Zexin
College of Mechanical and Electrical Engineering, Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China
Abstract:Modified sine wave inverter power, which is generated based on SPWM technology, has the drawbacks of many harmonic component in the output voltage, weakness on load ability,and cannot supply power to inductive load. To solve these problems and improve the load ability of inverter power supply,a new sine wave inverter power based on unipolar SPWM is designed. Through carefully arrangements of the switching transistors′ status and adequately controlling the zero/reverse voltage current continuing loop, a pure sine load current can be realized. The system′s key working and control process, especially the zero/reverse voltage current continuing, is described in detail, and the system′s function is verified by SABER simulation. It gets the pure sine wave voltage and current and overcomes the shortages of traditional SPWM technology, thus makes the follow-up longer service life of electrical equipment.
Key words :inverter power;SPWM;zero voltage current continuing loop;sine wave

  近年来汽车电子行业呈现出飞跃式的发展趋势。汽车电器所消耗地电能正在大幅度提高,现有的电源已经不能满足汽车上所有电气系统的工作,不仅需要更大的供电能力,而且要求更高的供电可靠性和供电质量[1]。

  市场上低功率的车载逆变器按照输出波形来划分,可以划分为修正正弦波逆变器和正弦波逆变器两类。修正正弦波逆变器指的是输出为220 V/50 Hz的非正弦交流电,它的优点是电路结构较为简单,效率可以达到很高级别,但是也存在如下明显缺点:

  (1)使用普通万用表测量修正正弦波车载逆变器的交流输出时,显示的电压比220 V低20 V左右。在运行精密设备时会出现问题,也会对通信设备造成高频干扰。

  (2)感性负载在通断电源的瞬间,会产生反电动势电压,这种电压的峰值远远大于负载交流供电器所能承受的电压值,容易引起车用逆变器的瞬时超载。

  上述弊端是由移相控制技术产生的波形非正弦波所引起的。为此,本文采用SPWM逆变技术[2],通过一种新的开关控制模式,实现了在阻感性负载条件下“纯”正弦交流电流输出,基本满足所有车用电器负载;并通过SABER仿真验证了系统的可行性。

1 逆变系统原理

  全桥变换电路可以看作是由两个双管正激变换电路组合而成。该电路共有两个桥臂,每个桥臂由两只开关管组成。电路中共有两组SPWM脉冲驱动信号,且两组驱动信号相互互补。全桥变换电路的优点有:(1)开关管在截止状态下承受的电压应力为电源电压Vin;(2)在选用与半桥电路同规格开关功率器件时,可以获得2倍半桥电路的输出功率。车载电源系统的核心是4个高频开关管T1~T4组成的H桥逆变电路[3]。其前级由三相交流发电机经过整流滤波后得到所需稳定直流电压,然后将其接入逆变电路。由于逆变的目的是将直流电变为正弦波交流电压,因此由SPWM波驱动H桥的4个高频开关管,使其按照所需的通断顺序及导通时间进行通断,得到所需的正弦波。

  本系统逆变电路的输入电压值约为400 V,电流值约为15 A,属于高电压低电流类型电路。输出为220 V/50 Hz,其中SPWM信号的频率为20 kHz。按设备工作的实际情况,假设负载阻抗12 Ω。为使电源适应多数负载,把负载表示为电感加电阻。

  但是,应该注意到,当负载含有感性成分时,存在感性负载续流和如何续流的问题,对于由两个功率开关Tl和T2构成的一个逆变桥(Tl在上、T2在下),开关管T2开通时,通过感性负载的电流将开始增加;当开关管T2被关断时,感性负载中的电流不可能立刻发生变化,它必须通过开关管T3上的反并联二极管D3进行续流。纯粹使4个开关管按一般性的两两交替通断续流方式通以SPWM波不可能使负载得到纯正弦波电流,原因见2.1。图1所示为一般通断续流时得到的负载电流。

001.jpg

  因此,若想得到纯正弦波电流,需要采取新的SPWM方法来实现。

2 单相桥式电路的新SPWM方法原理

  2.1 传统SPWM不能产生纯正弦波电流的原因分析

  传统SPWM之所以不能产生纯正弦波电流,主要是由于采用的是反压续流方式,即电感的储能回馈电源。以下从4个开关模态及各模态下电感L、电阻R两端的电流/电压图(图2)来详细分析说明。

002.jpg

  (1)开关模态1(t0~t1)

  自t0时刻起,T1、T2导通,T3、T4关断,直流电压加至电感L和电阻R两端,其电流回路为电源正极→T1→L→R→T2→电源负极。由于有电感的抑制作用,电流iL逐渐增大,电感储能,如图3所示。忽略T1、T2的导通压降,该模态的电压方程及其解为:

%WILQYCZZ){OD0@O{WRQZKI.png

  式中:Uin为输入的直流电压,($MHX%P(YX4DO%0)RWN0$0C.png=L/R。

  (2)开关模态2(t1~t2)

  t1时刻T1、T2关断,T3、T4的基极导通信号到来,电感经过D3、D4释放其储能进行续流,能量回馈电源,此时虽然T3和T4已有导通信号,但是直至电感电压小于直流源电压时(即t2时刻),T3和T4才真正导通,如图4所示。忽略二极管的导通压降,该模态的电流方程及其解为:

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R0(`@($FM{2_YJTVX$)FT@8.png

  (3)开关模态3(t2~t3)

  自t2时刻开始,T3、T4导通,而T1、T2关断,直流电压反向加至电感L和电阻R两端,流经负载的电流iL逐渐反向增大,电感继续储能,其电流回路为电源正极→T3→R→L→T4→电源负极。其过程类似开关模态1,由于版面原因,不再给出模式图。

  (4)开关模态4(t3~t4)

  自t3时刻起,T3、T4关断,T1、T2的基极导通信号到来,电感经过D1、D2释放其储能进行续流,能量再次回馈电源,与开关模态2过程类似。如此反复进行,由于版面原因,不再给出模式图。

  此反压续流方式经过负载的电流波形如图1所示,图中的波形已近似正弦波,但是还存在一定偏差。

004.jpg

  图5为反压续流时电感L和电阻R两端的电流电压细节图。从图中可以看出t1~t2时间段电流下降明显,究其原因是电压下降明显,因为电感向电源回馈能量,尽管电感瞬间电压高于电源电压,但是由于电源的电压抵消了大部分的电感电压,致使负载电压下降。

 2.2 改进SPWM工作原理

  改进的SPWM加热方式采用零压续流[4]工作模式,所谓零压续流即电感的储能没有回馈到电源,而继续供负载消耗,以下从4个开关模态详细分析说明。

  (1)开关模态5(t0~t1)

  自t0开始,T1、T2导通,T3、T4关断,直流输入电压加至电感L和电阻R两端,通过负载的电流方向由左至右,此过程与反压续流开关模态1情况类似。

  (2)开关模态6(t1~t2)

  从t1时刻开始,T2关断时T1将继续导通,继续导通的信号为SPWM信号,T3、T4仍处于关断状态,电感便通过L→R→D3→T1→L回路放电,直至t2时刻电感电压小于直流输入电压时,T1才关断,如图6所示。该模态的电流方程及其解为:

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  式中:($MHX%P(YX4DO%0)RWN0$0C.png=L/R。

  (3)开关模态 7(t2~t3)

  t2时刻到来时T3、T4导通,直流输入电压反向加至负载两端,电流方向由右至左,此过程与反压续流开关模态3情况类似。

  (4)开关模态8(t3~t4)

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  t3时刻T3关断,而T4继续导通,导通信号延续之前的SPWM信号,如图7所示。电感的储能通过L→T4→D2→R回路进行放电,直至电感放电完毕,随后T1、T2导通。

  零压续流按照以上过程循环往复。续流是本设计所采用的方法。从图8中可以看出波形已近似为正弦波。

  2.3 两种不同工作模式的比较

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  从图1和图8对比可以看出,零压续流明显好于反压续流。另外通过式(2)和式(3)可以看出开关模态2比开关模态6电流小且指数下降更快。在零压续流开关模态6中电流呈指数缓慢下降,由于开关管T1以SPWM方式通断,而且通断时间(1/f=1/20k=0.05 ms)远远小于主电路固有时间常数,因此可以使通过负载的电流近似为纯正弦波。

  2.4 关键技术的实现方法

  在反压续流方式的基础之上,以T1、T2的导通关断为例来说明零压续流的电路设计原理。

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  在T1低频导通、T2以SPWM脉冲导通时,电流的路径是直流输入正极→T1→L→R→T2→直流输入负极,此时T3和D3端电压为+400 V左右;当T1低频导通、T2以SPWM脉冲关断时,电感储能经过D3续流,此时电压传感器检测D3端电压为-0.7 V左右。电流的路径为L→R→D3→T1→L。当T1和T2都关断后,电感将沿着L→R→D3→电源→D2→L进行续流,D3两端亦为-0.7 V,直到电感电压小于电源电压为止。此期间包括T1和T2正常导通的时间段以及电感续流的时间段,而电感续流时间段是电流突然下降的时间。本文所采取的零压续流方式正是在此电感续流时间段令T1继续以SPWM的形式通断,使得输出电流波形得到改善。因此电压传感器提取的D3两端电压为0.7 V时的时间为零压续流中T1应该导通的全部时间段,再经过后续一定的逻辑运算,将电感续流的时间段通以SPWM信号,即可实现零压续流方式。

009.jpg

  图10所示为D3电压的提取电路,此电路采用双向比较器实现,然后再通过一个比较器去除不必要的毛刺。图(a)是以提取D3两端负电压为例来说明的,图(b)电路中的u*o是D2两端提取出的负电压。

3 仿真结果及分析

  以SABER仿真软件[5]得到的仿真结果来分析,就阻感性负载而言,通过分别计算各自电流的THD,移相控制在触发角为90°时,其THD为39.9%,而SPWM的THD几乎为零,由此可看出SPWM逆变技术得到的正弦电流明显好于移相控制技术。为了更好地说明此方法在车载电源制造过程中的适用性,本文还对纯电阻和纯电感负载的情况进行了仿真,得到的结果如图11所示。

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  当负载为纯电阻负载时,可以在其上产生图10(a)所示波形,其中的黑色部分是频率为20 kHz的SPWM波。而对于纯电感负载,得到的加热电流波形如图10(b)所示,由此可见,运用此方法也可以得到较好的正弦波电流。

  由此可以看出,此方法适用于负载从纯电阻到纯电感变化的各种情况,适用性更广泛。

  本文设计了一种基于SPWM逆变技术的车载电源系统,能得到纯正弦波输出电流/电压,大大提高了汽车供电系统的质量。理论分析和仿真结果表明,此新系统的负载适用性很广,既适合纯阻性负载,也适合纯感性负载,弥补了传统移相逆变技术的不足。

参考文献

  [1] 佟刚.现代逆变技术的探究[J].吉林师范大学学报,2010(3):147-148.

  [2] 陈坚,康勇.电力电子学-电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社,2011.

  [3] 赵青.一种基于单极性SPWM控制的正弦波逆变器的研究[D].杭州:浙江大学,2004.

  [4] 贾会永,宋建成,曲兵妮,等.开关磁阻电动机零压和反压续流方式的研究[J].微机电,2012,45(11):1-4.

  [5] 杨文,莫金海.PWM-CUK型电子束焊机电源系统分析与设计[J].计算机仿真,2010,10(27):268-271.


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