文献标识码：A
文章编号： 0258-7998(2014)05-0068-04
超级电容作为一种双电层电容，因其具有瞬时提供大功率、充放电速度快、使用寿命长、工作环境温度宽、充放电次数多等特性，已广泛应用于电力系统功率补偿设备及混合动力汽车中[1-3]。
由于在串联过程中各单体间容量偏差、漏电流以及等效串联电阻等因素对超级电容的影响不容忽视，不同单体会出现过充、过放等现象[4]。为了有效利用超级电容，需采用均衡电路的方法减小或消除单体的不均衡。
目前已有很多电压均衡方法，主要分为两大类：耗散型和非耗散型。耗散型[5]均衡方法包括并联分流电阻法、并联稳压二极管法。其优点是结构简单、易于实现且无需控制；缺点是损耗大、效率低。非耗散型均衡方法优点是能量转换效率高、均衡速度快；缺点是由于加入了一些电子元器件，不仅增加了电路的复杂性，也使系统在控制上产生了一定难度。在众多MIC方法中，反激式DC-DC变换器[6-8]因结构简单而被广泛使用。但开关管电压应力较高，硬开关造成系统功率损耗增加。
本文采用一种新型有源钳位反激式超级电容串联储能组均衡方法，有源钳位拓扑结构解决了开关管电压应力高、功率损耗大的问题。
1 均衡器拓扑电路
本文介绍的有源钳位反激式电压均衡器拓扑如图1所示。由钳位电容Cc1和辅助开关Sa构成的有源钳位电路与变压器初级绕组相连。N个串联超级电容单体分别与变压器N个次级绕组相连，变压器变比稍大于Vin/N。磁化电感Lm、漏电感Lr与钳位电容Cc1实现谐振，主开关为Sw，D1…DN为输出整流二极管，Ca、Cw分别为开关Sa、Sw的寄生电容。
2 均衡原理
本文介绍的有源钳位反激式均衡器在一个工作周期内分为6个工作模态。
模态Ⅰ(t0≤t 模态Ⅱ(t1≤t 模态Ⅲ(t2≤t 模态Ⅳ(t3≤t 其中， vsw_ds(t4)为开关Sw的瞬时电压，iL(t4)为t4时刻流过变压器初级绕组的瞬时电流。vsw_ds(t4)和iL(t4)满足以下条件： 其中，D为开关Sw的占空比，vL为变压器初级绕组电感电压。在t2时刻，通过式(1)可知，电感电流表达式如下： 其中，开关关断后，Lr、Cc1和Ca进入谐振状态。 模态Ⅴ(t4≤t 模态Ⅵ(t5≤t 如果td过短，模态Ⅵ便会消失，导致不能实现零电压开关。如图3所示，在vsw_gs变高之前，电压vsw_ds变为零，实现零电压开关。当vsw_ds变为Vin-vL时，钳位电容Cc1吸收电感电流iL。由于电感电流流进钳位电容中，开关Sw不会出现浪涌电压。 3 仿真和实验验证 各个元器件参数如下：磁芯PC40、Lr=5.6 μH、Lm=5.6 μH、Sw、Sa为IRF 540，Ron=77 mΩ、Cw=Ca=50 pF、Cc1=0.11 μF、D1～D3为肖特基二极管，TO220，VD=0.36 V。电容单体容量为300 F，额定电压为2.7 V。变压器变比设置为12:5，工作频率和占空比分别固定为60 kHz和34%，Vin设置为9 V。 实验时3个超级电容的初始电压分别为1.53 V、1.8 V、2.48 V。图4给出了按照实验参数仿真得到实验结果。从图中可以看出大约在38 min时，3个超级电容的电压相等，约为1.9 V。 图5给出了工作过程主要波形。图5(a)为驱动电压波形vsw_gs，图5(b)为电感电流波形。当主开关管Sw导通时，电感电流呈线性增加；Sw关断时，电感电流流过钳位电容Cc1，此时Cc1与漏感Lr开始谐振。 图6为传统型与有源钳位式均衡过程的损耗分析仿真图。仿真过程采用3个额定容量为47 F的双电层电容，电压分别为3.4 V、2.2 V、3.4 V。由图6可知，本文介绍的有源钳位式均衡单体电压比传统型电压高很多，因此能量损耗相对小很多。对比250 s～300 s的电压曲线斜率对比也可以看出，斜率越大，损耗越大。 本文介绍了一种带有源钳位的反激式电压均衡器。与传统反激式方案相比，采用有源钳位电路的结构大大降低了开关管电压应力并实现了ZVS。实验结果证实，该方案与传统方案相比大大减小了能量损耗。 参考文献 [1] 陈清泉，詹宜君.21世纪的绿色交通工具——电动汽车[M].北京：清华大学出版社，2001. [2] 黄才勇.空间电源的研究现状与展望[J].电子科学技术评论，2004(5)：4-9. [3] 蒋新华，冯毅，解晶莹.锂离子蓄电池保护电路发展现状及趋势[J].电源技术，2004，28(9)：588-591. [4] 麻友良，陈全世.混合动力电动汽车用蓄电池不一致性的影响分析[J].汽车电器，2001(2)：5-7. [5] LINDEMARK B.Individual cell voltage equalizers(ICE) forreliable battery performance[C].In：Proc.13th Annu.Int.Telecommun.Energy Conf.，1991：196-201. [6] 田锐，秦大同，胡明辉．电池均衡控制策略研究[J]．重庆大学学报，2005，28(7)：1-4. [7] LEE Y S，CHENG G T.Quasi-resonant zero-current-swit-ching bidirectional converter for battery equalization applica-tions[J].IEEE Trans.Power Electron.，2006,21(5)：1213-1224. [8] 陈晶晶.串联锂离子电池组均衡电路的研究[D].浙江：浙江大学，2008.
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