0 引言

反激变换器具有电路拓扑简单、成本低、电磁干扰小等优点，但是没有对变压器的漏感能量进行处理，从而导致开关管承受的电压应力增大、开关管损耗增加和变换器效率降低，针对反激变换器存在的这些问题，有效的解决方法是引进箝位技术^[1-2]，将变压器漏感储能输送到变换器输出端，减小功率管漏源级的电压应力。通常采用的箝位方式有：LCD箝位技术、RCD箝位技术和有源箝位技术，其中反激变换器采用有源箝位技术时，综合性能最优^[3]。

1 反激变换器工作原理和工作模式

图1所示的拓扑结构为反激变换器电路，其中变压器T不仅起到隔离的作用，还可以等效为电感，具有储能的作用。功率管Q₁在驱动信号为高电平时导通，此时，有电流通过变压器原边绕组N_p，输出二极管D_o反向截止，变压器原边磁感应强度增强，储存能量；副边绕组N_s中无电流流过，输入端的能量不能传送到负载，输出滤波电容C_o为负载提供能量。当功率管Q₁为关断状态时，变压器释放储能，输出整流二极管D_o导通，原边绕组中储存的能量通过副边绕组给负载提供能量，同时为负载侧输出滤波电容C_o充电^[4]。

根据变压器磁通的连续性，反激变换器主要有两个工作模式：连续电流模式(CCM)和断续电流模式(DCM)^[5]。

反激变换器工作在连续电流模式（CCM）时，功率管在下一次导通时刻，变压器的副边电流还没有减少到零，因此变压器的原副边两个绕组中总有一个绕组是有电流流过的。

反激变换器工作在断续电流模式(DCM)时，可以实现变压器能量的完全传递。DCM模式下反激变换器的响应会更快，而且负载电流突变或者输入电压突变时引起的输出电压的尖峰会降低。在下一次开通时，变压器副边输出整流二极管中流过的电流已经降到零，所以整流二极管实现零电流关断，其损耗降低。但是当传递的功率相等时，DCM模式下，其尖峰电流会更大，变压器原副边的损耗也会增大。

2 有源箝位反激电路工作过程分析

在反激电路中引入有源箝位技术，可以抑制功率管漏源级的尖峰电压，回收利用变压器的漏感能量^[6-7]。有源箝位反激变换器的主电路如图2所示。

该箝位电路采用PMOS对地箝位方式，所需元器件少，电路结构简单。整体箝位电压有源箝位电路一个开关周期内有6个阶段，波形如图3，按等效电路图法对有源箝位电路工作过程进行分析。

第一阶段[t₀-t₁]：在t₀时刻，主功率管Q₁处于开通状态，辅助功率管Q₂处于关断状态。变压器谐振电感L_k和激磁电感L_m开始储存能量，L_k中的电流开始线性上升。输出二极管D_o反向偏置，输出电容C_o为负载提供能量。

第二阶段[t₁-t₂]：辅助功率管Q2保持关断状态，在t₁时刻，关断主功率管Q₁。变压器原边励磁电流通过谐振的方式给Q₁的结电容C_r充电，L_k中的电流开始下降。Q₁漏源级电压V_{ds_Q1}快速上升，Q₂漏源极电压V_{ds_Q2}下降。当V_{ds_Q1}达到最大值时，该阶段结束。

第三阶段[t₂-t₃]：在t₂时刻，V_{ds_Q1}被箝位在Q₂体二极管导通。变压器原边能量通过反激输出二极管D_o向副边传递，给负载供电。由于箝位电容C_c的大小远大于Q₁结电容大小，所以励磁电流几乎全部流过C_c，给C_c充电，C_c电流迅速达到最大值，然后缓慢下降。L_k电流继续下降。L_k与C_c形成谐振。

第四阶段[t₃-t₄]：在t₃时刻，Q₂开通，由于其体二极管已经是导通状态，故Q₂可以实现零电压开通。随着充电的进行，L_k电流下降，C_c电流下降，当时，该过程结束。

第五阶段[t₄-t₅]：在t₄时刻，C_c中电流为零，Q₂的反向并联二极管截止，Q₂导通，C_c中电流（谐振电流）开始反向增加。C_c释放能量，此时D_o仍处于导通状态，所以实现了漏感能量的回收利用。

第六阶段[t₅-t₆]：在t₅时刻，Q₂关断，强迫电流换流，流经Q₁结电容C_r，L_k与C_r谐振，C_r放电，Q₁漏源极电压迅速下降，此期间D_o导通，原边能量继续传给副边。t₆时刻，V_{ds_Q1}减小到零，Q₁零电压开通，重复上述过程^[8-9]。

3 有源箝位反激电路参数设计

电路设计规格如下：最大输入电压U_{in max}=375 V，最小占空比D_min=0.2，开关频率f_s=50 kHz，输出电压U_o=24 V，输出功率P_o=100 W。

3.1 变压器参数设计

变压器副边电感L两端的电压U_L（副边电压的纹波系数按10%考虑）：

3.2 激磁电感L_m与谐振电感L_k

3.3 箝位电容C_c与主功率管结电容C_r

箝位电容C_c的取值原则：C_c与L_k的半个谐振周期应大于主功率管Q₁截止时间，即：

为了使主功率管Q₁实现零电压开通，要求谐振电感L_k与主功率管结电容C_r谐振周期的四分之一大于或等于辅助功率管Q₂关断时间与主功率管Q₁开通时间的时间间隔T_d，即：

3.4 输出滤波电容C_o

其中，ΔU_o为输出电压纹波。

4仿真验证

Saber是美国Analogy公司开发的一款功能强大的系统仿真软件，兼容模拟、数字、控制量的混合仿真。本文在分析有源箝位反激变换器工作原理的基础上，使用Saber软件进行仿真验证。鉴于本文仅对有源箝位反激变换器主拓扑电路进行分析研究，所以为了叙述简单，仅搭建了一个开环控制电路，但不影响对电路特性的分析和判断。

主电路设计参数如下：L_m=253 μH，C_c=360 nF，C_r=16 nF，C_o=140 μF，L=9.6 μF，Rz=4.8 Ω。

基于Saber分别对反激电路和有源箝位反激电路进行仿真。反激电路的仿真结果如图4所示。从图中可以得知：主功率管Q₁承受的电压应力较大，最大值为V_{ds_Q1}=698 V。主功率管Q₁不是零电压开通，其漏源极电压的尖峰很大而且高频振荡比较严重。主功率管Q1的瞬时损耗为P_{loss_Q1}=98 W。

有源箝位反激电路仿真结果如图5、图6所示。从图5中可以得知：相比于反激电路，有源箝位反激电路中，变压器漏感引起的关断电压尖峰被消除了，功率管电压应力明显降低。最大值为V_{ds_Q1}=570 V。主功率管Q₁的瞬时损耗为P_{loss_Q1}=1.84 W，而且主开关Q₁实现了零电压开通和关断，主功率管损耗明显降低。

图6显示：辅助功率管Q₂的瞬时损耗为P_{loss_Q2}=2.54 W。辅助功率管Q₂也实现了零电压开通（ZVS）。

5 结论

本文通过对有源箝位反激电路工作过程的分析，设计了该电路关键器件的参数，最后通过Saber软件进行仿真比较并验证分析结果，仿真结果表明：针对传统反激变换器存在的缺点，把有源箝位技术应用于反激变换器中，可以实现功率管的零电压开关（ZVS）；抑制功率管的电压尖峰,在375 V的直流供电回路中，主功率管Q₁漏源级电压降低了128 V，主功率管Q1的瞬时损耗降低了96.16 W。仿真结果与分析结果一致：有源箝位技术可以降低反激变换器的损耗，提高反激变换器的效率。

参考文献

[1] LI R T H，CHUNG S H.A passive lossless snubber cell with minimum stress and wide soft-switching range[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(7)：1725-1738.

[2] SPIAZZI G，MATTAVELLI P，COSTABEBER A.High stepup ratio flyback converter with active clamp and voltage multiplier[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(11)：3205-3214.

[3] 张兰红.电流控制型反激变换器分析与研究[J].电力电子技术，2001，35(3)：11-13.

[4] 邹贤，赵新龙，鲁文其.不同模式下反激式开关电源的分析[J].浙江理工大学学报，2014，31(1)：59-64.

[5] 刘婷.高效单端反激式变换器的研究[D].西安：西安理工大学，2011.

[6] MURTHY-BELLUR D，KAZIMIERCZUK M K.Active-clamp ZVS two-switch flyback converter[J].Circuits & Systems IEEE International Symposium on，2011，19(5)：241-244.

[7] 冉岩，宋蕙慧，曲延滨.光伏并网发电系统的能量成型控制策略研究[J].电测与仪表，2014，52(2)：36-39.

[8] 张丽，方宇，赵齐齐，等.有源钳位反激式光伏并网微逆变器的效率分析[J].电测与仪表，2015，52(2)：43-48.

[9] 黄秀成.非互补有源箝位反激变流器的研究[D].杭州：浙江大学，2011.