0 引言

近年来，随着移动互联网的蓬勃发展，移动通信数据呈现爆炸式的增长，现有的通信系统很难满足人们未来生活的需求。为了提高数据容量和通信速度，需要增加信道带宽，相比于拥挤的几百兆赫兹到几吉赫兹频段，毫米波频段有大量的有待开发的频谱资源，是无线通信领域最具发展潜力的技术之一。

作为收发机中最为重要的模块，功率放大器（PA）的性能决定着整个通信系统。CMOS功率放大器成本较低，但是输出功率较低和线性度较差，目前很难满足通信系统的要求。化合物开云棋牌官网在线客服（砷化镓等）功率放大器工艺集成度低，成本过高^[1-2]。SiGe工艺实现了性能和成本的平衡，而且效率高、增益大、线性度好、功率密度高，非常适合于功率放大器的设计，受到了国内外学术界和产业界的普遍关注。

工作在毫米波频段的功率放大器由于寄生电容影响增大、无源器件损耗增加，导致晶体管可获得增益较低，输出功率较小。针对该问题，本文基于0.13 μm SiGe工艺，设计了一款工作在38 GHz频率的单级功率放大器，采用堆叠（Stacked）异质结（HBT）结构，提高了增益；通过优化级间有源器件尺寸、偏置等参数，实现了较高输出功率和效率的功率放大器。

1 技术原理

如图1所示为传统功率放大器的基本结构^[3]，在毫米波频段，利用四分之一波长传输线作为晶体管负载阻抗。对于不同的工作频率和工艺，四分之一线长度不同。但是即使在38 GHz，本项目使用的工艺下，四分之一波长仍有930 μm，片上实现需要很大面积，而且传输线引入的插入损耗与其长度成正比，过长的传输线降低了功率放大器的输出功率和效率。

依据传输线理论，不同长度的传输线可以用来实现不同的电抗，长度为d的传输线终端接负载Z_L的输入阻抗可以用下式表示^[4]：

其中，V⁺表示入射波电压，Γ₀表示终端反射系数，β表示相位阐述，Z₀为传输线特征阻抗。当传输线终端短路时，Γ₀=-1，式(1)可以化简为：

可以看出，当传输线长度不同时，可以表示不同的周期性变化电抗值，而且当传输线长度小于四分之一波长线时，传输线的作用等效为电感，等效电感值为：

HBT结构形成了许多PN结，所以有许多结电容。在集电极端，主要有有集电极-基极结电容C_μ，集电极-衬底结电容C_CS，将集电极对地总电容记为C_C，如图1所示。

由于HBT集电极电容的存在，可以通过使传输线等效电感和HBT集电极寄生电容谐振实现高负载阻抗，谐振频率如式(4)：

从式(4)可见，通过设计传输线的长度和特征阻抗等参数实现所需要的谐振频率。相比于在四分之一波长传输线，这种负载结构Q值降低，功率放大器带宽增大，而且传输线长度显著减小，因此减小了损耗，降低了芯片面积，节省了成本。

2 电路设计

2.1 原理图设计

本文基于IBM 0.13 μm SiGe工艺，设计了一款采用有源偏置电路的功率放大器，其电路结构如图2所示。采用堆叠（Stacked）2个HBT结构，其有以下优点：(1)增益近似是共射极HBT结构的两倍，单级放大器就可以实现很高的功率增益；(2)由于HBT击穿电压较小，采用这种结构提高电源电压，提高了输出功率；(3)功率放大器的输出电阻放大了（1+g_mR_out）倍，增强了驱动负载的能力^[5]；(4)反向隔离度（S21）增大，使得输出信号对输入信号的干扰减小。利用上文提到的传输线和集电极电容谐振的方法，使得传输线TL1长度从930 μm（四分之一波长）减小到405 μm，面积和损耗减小，提高了输出功率和效率。输入端匹配电路将端口50 Ω匹配到晶体管输入阻抗的共轭值以减小信号反射；输出端利用负载线原理优化负载阻抗值，实现最大输出功率。

2.2 有源器件设计

本项目所用工艺中，提供了高速和高压两种类型的HBT器件，主要参数如表1所示。高击穿电压HBT结构对应截止频率低，高截止频率HBT对应增益较高，为了提高放大器增益，选用高速HBT器件。击穿电压BVceo=1.8 V，BVceo是基极开路时发射极-集电极的击穿电压，而当基极处于低阻, BVce超过5 V，因为雪崩击穿产生的空穴经低阻的基极流出^[6]。HBT尺寸需要多方面的考虑折中，增加HBT发射极面积可以增加输出功率，但是随着HBT尺寸的增加，输出最优负载阻抗(Z_opt)和输入阻抗(Z_in)减小，输出最优阻抗匹配到50 Ω和将输入阻抗匹配到50 Ω难度增大，增大HBT发射极面积增加的输出功率被匹配电路消耗，因此发射极面积存在最优值。晶体管的偏置决定了功率放大器的工作状态，偏置较低，PA的效率较高，但是可能产生增益膨胀效应，线性度变差；偏置较高时，增益和线性度提高，相应功耗也较高，静态工作点的选择要在线性度，功耗，效率，增益中进行优化。综合考虑，选择基极电压为0.83 V。输出电压过低时会导致Stacked HBT提前进入饱和区而限制了输出电压摆幅，同时偏置过低会导致共射极HBT集电极-发射极电压过高而击穿。Stacked HBT基极电压选择为2 V。

2.3 有源偏置电路设计

功率放大器的偏置常采用电阻分压或者电感实现。但是由于电阻在工艺制造中误差较大^[7]，引起偏置不准确。电感偏置实现所占用芯片面积较大，同时在毫米波段，工艺库提供电感通常Q值很低，需要通过电磁仿真设计，不易实现。而有源偏置电路具有实现面积小、设计方便的优势，如图中虚线框所示，由二极管连接的Q_b1、Q_b2和电阻R_bias1和电容C_b给镜像支路Q_b3提供稳定的基极电位，R_bias2的加入减小了Q_b3的非理想因素，提高偏置的稳定度。通过改变Q1，Q2，R_bias1的参数使得偏置电路输出稳定的0.83 V电压。本设计电路器件参数如表2所示。

3 结果及分析

采用Cadence Spectre软件对电路进行仿真，仿真结果如图3～图5所示，从图中可以看出，在整个频带内，稳定性因子(K)大于1，功率放大器无条件稳定；在35~40 GHz内，S11<-10 dB；输出1 dB压缩点功率(P_1dB)17.8 dBm，P_1dB处的功率附加效率(PAE)为33.2%，在38 GHz处功率增益达到最大值19.0 dB，功耗252 mW。表3给出了本设计与其他文献的性能对比，可以看出，本文设计的功率放大器提高了输出功率、增益和效率。

4 结论

本文基于IBM 0.13 μm SiGe工艺设计了一种应用于38 GHz频段的功率放大器。由于四分之一波长占用面积较大，提出了利用传输线的电感效应和HBT寄生电容谐振的方法，减小了芯片面积；同时采用堆叠HBT的结构，提高了功率放大器的增益；通过优化有源器件的尺寸和静态工作点，增加了输出功率和效率。仿真结果表明：38 GHz 功率放大器1 dB压缩点输出功率为17.8 dBm，功率增益为19.0 dB，1 dB压缩点处的功率附加效率（PAE）为32.3%，功耗为252 mW。与其他文献对比，本设计实现了输出功率大，增益和效率高的设计目标。

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