0 引言

　　时钟信号产生电路对于微控制处理单元芯片（Micro Control Unit，MCU）的设计必不可少。在MCU的应用中，振荡器源主要包括晶体振荡器和片内振荡器。晶体振荡器可以产生频率精度很高的时钟信号，该时钟信号频率受工艺、电源电压和温度的影响较小。但是其缺点在于需要占用额外的两个管脚用以连接芯片外部的晶体，一方面增加了芯片本身的面积和成本，另一方面增加了芯片的使用成本[1]。同时对于恶劣的外部环境的干扰，晶体振荡器存在停振的可能性。

　　在对时钟频率要求不太高的应用环境中，采用内部的振荡器既可以节省面积，又可以保证其工作的可靠性。特别是对于现在越来越高集成的MCU芯片，减少芯片管脚的个数是提高芯片竞争力的重要手段之一。现今的MCU芯片正朝着高集成度、低功耗的方向发展，出于功耗和性能的考虑，MCU往往设计了多种工作模式。当芯片空闲时，MCU进入休眠模式用以节省功耗。在休眠模式下，芯片主时钟会被关闭，为了使芯片能从休眠模式中被唤醒，芯片仍然需要一个低频的时钟信号作为系统时钟[2-4]。在这种低功耗应用场合，MCU对频率的精度要求并不太高，该时钟电路的功耗成为了更重要的指标，因此该振荡器的设计要点为在低功耗的基础上，提高输出频率的精度。

　　本文采用的振荡器属于环形振荡器，包括一个电流偏置产生电路和一个环形振荡器级。环形振荡器级由两种反相器组成，这两种反相器在电源电压和温度特性上呈反相关系，最终获得电源电压和温度补偿的输出频率。

1 电路设计与分析

　1.1 电路结构与原理

　　本文设计的振荡器结构如图1所示，由基准电流源、恒流源充放电以及比较器组成。

　　由基准电流源电路产生与温度成正比（Proportional to Absolute Temperature，PTAT）电流，该电流给反相器链中的一级或几级提供电流，反相器链中的其他反相器则为普通反相器。

　　图1中的第一级反相器为电流受限的反相器，INV2和INV3为普通反相器。第一级受限的电流来自于自偏置基准电流源，该电流为PTAT电流，因此INV1对输出节点的充电和放电电流都受到PTAT电流限制。假设在典型电压下，后级反相器翻转的阈值电压为VTH，INV1的输出节点处电容为C1，则INV1从GND充电到VTH的时间为VTH×C1/I，放电时间则为(VDD-VTH)×C1/I。当温度降低时，PTAT电流变小，INV的充放电时间变长；温度升高时，PTAT电流变大，INV的充放电时间变短，因此INV1的传播延时T1与温度成反比。当电源电压发生变化时，后级反相器的翻转电压会受到电源电压影响，电源电压升高时，VTH增大；电源电压降低时，VTH减小，因此INV1的传播延时T1与电源电压之间的关系为电源电压越高，T1越大。总结起来，受限于PTAT电流反相器的传播延时与温度成反比，与电源电压成正比。

　　对于普通反相器，随着温度的升高，MOS管载流子迁移率下降，普通反相器的传播延时为正温度系数，而CMOS反相器传播延时与电源电压之间为反相关系[5]。总结起来，普通CMOS反相器的传播延时与温度呈正比，与电源电压呈反比。

　　不难发现，受限于PTAT电流的反相器与普通CMOS反相器传播延时的温度特性和电源电压特性是相反的，因此在环形振荡器中采用这两种类型的反相器，就可以对温度和电源电压的影响结果进行补偿，通过调节每种反相器的级数和PTAT电流镜比例来优化温度和电压补偿效果，最终得到良好的温度特性和电源电压特性的时钟频率。

　　由于电流受限反相器的输出信号变化较慢，因此后面的反相器采用倒宽长比的MOS管组成，用以优化功耗，并逐级增大宽长比，达到最好的功耗优化。由于该振荡器电路结构较为简单，静态电流消耗支路较少，因此可以实现较低功耗。

　　1.2 与电源电压无关的电流源

　　与电源电压无关电流源电路图如图2所示，该电流源的核心电路为由M1～M6以及R1组成的与电源电压无关的电流源，MS1～MS4则为启动电路[6]。M1和M2工作在亚阈值区，R1上的电压为M1与M2的VGS差值，该电压为PTAT电压，经过R1后得到PTAT电流。正常工作时，M1/2栅极电压约一个阈值电压，MS4管开启，将MS3管栅极电压拉低，从而MS3管关断，MS3漏极没有电流，不影响电流源电路正常工作。当电流源处于异常零状态时，M5/6管的栅极为高电平，M1/2管的栅极电压为低电平。MS4管关断，MS2支路导通，从而MS3管开启，对M6管栅漏连接节点下拉电流，将M5/6管的栅极拉低，使得电流源电路脱离零稳态进入正常工作状态。

　　电流源支路上产生的电流为M1与M2的ΔVGS除以电阻得到的值，其中，为了进一步提高电流与电源电压的不相关性，加入Cascode管M3和M4。

2 仿真和测试结果

　　该振荡器采用的是0.18 m CMOS工艺设计，使用Cadence Spectre工具对电路进行仿真，振荡器输出频率与电源电压和温度之间的关系如图3所示，电流仿真结果如图4所示。

　　从仿真结果可以看出，在MCU的-40 ℃~85 ℃全温区工作范围内，振荡器的偏差不大，在不同的电源电压情况下，温度补偿的效果不一样，例如在4.5 V电源电压情况下，温度补偿的效果最好。在电池供电到正常供电的电源电压范围(3.5 V~5.5 V)内，温度从-40 ℃变化至85 ℃，其输出频率从288 kHz变化到305 kHz。典型条件(电源电压5 V及温度27 ℃)下振荡器的输出频率为303 kHz，因此电源电压和温度引起的振荡频率偏差为-5%~0.7%。

　　从图4中可以看到在电源电压从3.5 V~5.5 V以及温度从-40 ℃~85 ℃的变化范围内，平均电流消耗在1.2 A~3.3 A范围内，电源电压越高，工作电流越大，温度越高，工作电流越大。

　　对18颗芯片进行了典型环境下的输出频率测试，由于寄生电容的影响，环形振荡器的频率测试结果比仿真结果低。对这18芯片进行统计分布，如图5所示，可以看到，输出频率主要集中在265 kHz~270 kHz的频率范围内。图6为输出频率测试结果，图7为工作电流测试结果。

　　从图6中可以看到在不同电压下，温度曲线基本呈凹形，从常温往高温阶段变化较小，低温到常温阶段频率变化更大，在3.5 V~5.5 V电源电压内，-40 ℃~85 ℃的温度变化内，输出频率的偏差在-2.3%~6.5%之间。

　　该工作电流测试结果与仿真结果较为接近，电源电压越高，工作电流越大，而测试结果中的低温时工作电流偏大的原因是在低温时振荡频率增大，因此带来了更多的动态功耗，在3.5 V~5.5 V电源电压、-40 ℃~85 ℃的温度变化内，振荡器工作电流在1.25 ?滋A~3.25 ?滋A之内。

3 结论

　　本文所设计振荡器电路采用两种反相器构成环形振荡器。一种是受限于PTAT电流的反相器，另一种是普通CMOS反相器。通过利用电源电压和温度对这两种反相器的传输延时影响互为相反的特性，使得环形振荡器输出频率得到补偿，由于电路结构简单，电流消耗支路较少，因此可以实现较低功耗。最后测试结果证明，在较宽的电源电压和温度范围内，振荡器能产生频率稳定的方波信号，整体功耗消耗较小，能满足MCU对低功耗低频振荡器的要求。除了MCU芯片，该振荡器还适用其他对功耗要求较高的低频应用场合。

参考文献

　　[1] Tsai Chao-Fang，Li Wan-Jing.On-chip reference oscillatorswith process，supply voltage and temperature compensation[C].International Symposium on Next-Generation Electronics.Kaohsiung，Taiwan，2010：108-111.

　　[2] Chen Hung-wei.A low power and fast wake up circuit[C].ISCAS，Vancouver，2004：293-296.

　　[3] LIM J，LEE K，CHO K.Ultra low power RC oscillator for system wake-up using highly precise auto-calibration tech-nique[C].ESSCIRC，Sevilla，Spain，2010：274-277.

　　[4] 王小曼，原义栋，田勇．一种频率稳定的低功耗振荡器电路设计[J]．电子技术应用，2012，38(10)：56-58．

　　[5] RABAEY J M，CHANDRAKASAN A.Digital integrated cir-cuits：A design perspective[M].Second Edition 2004.Beijing：Publishing House of Electronics Industry，2004.

　　[6] 池保勇．模拟集成电路与系统[M]．北京：清华大学出版社，2009：202-203．