0 引言

系列线性转换器已经在提供低等或中等电流的供电系统中广泛使用了几十年。这些稳压器都具有自身的优点。然而，它们最严重的缺点是：这些结构的效率几乎都不超过50％，其串联旁路的晶体管需要提供全部的负载电流。LDO（低压差线性稳压器）的使用在一定程度上可以提高电路的效率，然而用这种方法尽管提高了电路的效率，但同时也增加了成本。替代线性稳压器的为DC-DC开关转换器。它们的主要优点是高效率，近乎可以达到100%。然而，它们存在一些重要的问题：这种转换器的设计和实施相比线性调节器是一个比较复杂的过程，特别是其控制回路。此外，还会存在显著的纹波。为了尽量减少上述的输出纹波电压，有必要再加上个电感和输出电容。

在本文中，一个线性辅助策略应用于片上调压器。CMOS技术已迅速在模拟集成电路领域提供低成本、高性能的解决方案，并倾向于主宰集成电路市场。因此，在本文中，给出了一个片上CMOS线性辅助的电压转换器的设计。该设计用于对稳定的3 V电压的负载供电，稳压器的输入电压为5 V。

随着设计结构紧凑，在没有任何输出电容导致的宽范围的输出电流的情况下，输出纹波可以忽略不计。此外，上述在电压转换中存在的低效率、高功耗以及开关设计的复杂性的缺点在此都能得以改善。

1 线性辅助DC-DC电压转换器的设计及工作原理

假设输出负载为R_L，恒定输出电压为V_out。为了减少在调节器的串联旁路晶体管的消耗功率，需要减少通过稳压器的电流的最大值。为了使负载电流可以远大于该电流的最大值，引入一个开关转换器的结构。开关转换器连接在与稳压器平行的位置，并且可以提供该线性稳压器未能提供的电流。

整个DC-DC电压转换器由两个主要部分构成：线性稳压器部分和开关转换器部分。下面分别对各个部分进行介绍。

1.1 线性稳压器的设计

CMOS实现中的线性辅助型DC-DC调节器的拓扑结构中使用的线性电压调节器在图1表示了出来，它包括一个传统的3级运算放大器。第一阶段是PMOS差分输入对（M19和M20晶体管）与n-沟道电流镜有源负载（M21及M22晶体管）。晶体管M23给这个差分对提供合适的偏置电流。第二增益级是一个简单的CMOS反相器与M24作为输出级的驱动程序，M25是其有源负载。该第二级的输出端通过一个米勒补偿电容C_c用来保证调节的稳定装置连接到它的输入。最后，输出级是一个经典的B类推挽输出缓冲器（晶体管M26和M27）。但应注意的是，这个最后阶段确定了线性调节器的输出电流能力。为了保证整个线性稳压器的输出电流达到一个比较高的水平，这级晶体管的W/L比达到一个较大的值。这两个管子是具有低阈值电压的晶体管，是为了提高其输入动态范围（栅极-源极电压）。

1.2 模拟迟滞比较器的设计

控制器的主要核心是一个模拟比较器，它需要具有一个合适的滞后。该模拟比较器的设计见图2。第一阶段，一个n-沟道差分输入对(晶体管M1和M2)，与充当有源负载的相关的电流镜像(M4和M5)和晶体管M3。M3是一个电流源提供的偏置电流的差分对。第一级的输出施加到第二级(M6至M11)，可以用来保证合适的滞后，并且能够根据晶体管M6和M9来进行比较。它的输出被施加到第二差分对(M12到M16)，用来提高比较器的总增益。最后，在第四阶段中，晶体管M17和M18保证了输出电流的能力。这两个晶体管的W/L值应该调整到合适的范围，用来驱动开关DC-DC变换器的开关门。

1.3 完整的线性辅助稳压器

图3表示出了最后实施CMOS线性辅助调节器。其中的操作放大器OA在图1中表示出来，模拟比较器COMP在图2中表示出来。

如图2中所提出的模拟迟滞比较器COMP，它能够控制开关的导通或截止，并且修正它的开关频率。开关变换器的主要目的是提供一种线性稳压器未能提供的过量电流。定义一个阈值电流I_γ，线性稳压器的电流为I_reg，通过电感的电流为I_L。输出电流为I_out。在初始时，考虑比较器COMP没有滞后，COMP的正、负输入之差为负，输出为低电平。因此，开关转换器是关闭的，通过电感器L的电流将为零。此时，线性稳压器提供负载RL所需要的全部输出电流(I_reg=I_out)。然而，当负载电流增加到稍微超出阈值电流I_γ时，如图3所示，比较器正极输入电压逐渐升高，高过负极后，输出变为高电平，开关打开，电源为电感L充电，I_L(t)将以线性形式增加。考虑到输出电流I_out是恒定的(等于V_out/R_L)，I_reg(t)也将呈线性减少，达到低于I_γ的值。这时，比较器又从高电平变为低电平，切断晶体管Q1，使I_L(t)呈线性减少。因此，当I_L(t)下降到I_reg(t)>I_γ，COMP又从低电平变到高电平，再次重复这个循环。

参考电压V_ref（线性稳压器OA正极输入电压）和电流传感原件R_m的值确定了阈值电流I_γ的大小。通过这种方式，DC-DC开关转换器的转换瞬间由I_γ来控制，控制信号可以通过V_ref和I_γ来调节，根据下面的式子：

电阻R₁和R₂确定了上述的参考电压。值得注意的是，此电压修正的切换阈值电流I_γ的值，限制了最大电流流过线性调节器的稳定状态。

此外，为了使该开关频率的最大值固定为适当的值(以避免显著增加了开关损耗)，最好在模拟比较器CMP1上加上一个滞后。通过这种方式，指定的V_H和V_L到CMP1的上下开关阈值电平，分别在稳定状态下的开关频率f_s的值由下式给出：

另一方面，导通时间T_on和关断时间T_off在每一个稳态开关周期分别给出，如下面的表达式：

2 仿真结果

在电路的仿真过程中采用了0.35 μm工艺仿真。仿真中电路的输入电压控制为5 V，输出电压为3 V。设置阈值电流为200 mA，输出电流为600 mA。仿真结果如图4、图5所示。

3 小结

考虑到CMOS技术在实现片上电源子系统集成电路上的优势，本文展示了设计芯片上的线性辅助型DC-DC调节器。一方面，本文已示出的输出电压合适的调节功能所呈现的结构具有从低等到中等的电流消耗；另一方面，整个结构的效率可以达到一个较高的水平。此外，在与开关转换器的并行列入一个线性稳压器，使得负载电流和输入电压的瞬态响应速度表现良好。值得注意的是，如果没有输出电容，线性辅助调节器可以达到良好的动态和静态特性。

仿真结果已经表明，做出一个性能良好的和简单的芯片上的CMOS线性辅助型DC-DC调节器是十分可行的。当然，最终的片上稳压器的实验实施会降低一些规定的物理量。然而，这种技术的发现使得对于把它扩展到商用集成电路是十分乐观的。

参考文献

[1] CONESA A，MART?魱NEZ H，HUERTA J M.Modeling of linear & switching hybrid DC-DC converters[C].12th European Conference on Power Electronics and Applications(EPE 2007).In press.2007.

[2] MART?魱NEZ H，CONESA A.Modeling of linear-assisted DC-DC converters[C].18th European Conference on Circuit Theory and Design，(ECCTD 2007)，2007.

[3] MART?魱NEZ H，CONESA A.Linear-assisted DC-DC converters based on CMOS technology[C].IEEE Power Electronics Specialists Conference(PESC 2008)，2008.

[4] ERTL H，KOLAR J W，ZACH F C.Basic considerations and topologies of switched-mode assisted linear power amplifiers[C].IEEE Transactions on Industrial Electronics，1997：116-123.

[5] MIAJA P F.A linear assisted DC/DC converter for envelope tracking and envelope elimination and restoration applications[J].IEEE Trans.On Power Electronics，2012，27(7)：3302-3309.

[6] Cosp-Vilella Jordi.Design of an on-chip linear-assisted DC-DC voltage regulator，2013：1-4.

[7] PHILLIP A，DOUGLAS H.CMOS模拟集成电路设计[M].第二版.北京：电子工业出版社，2011：533-568.

[8] 何乐年，王亿.模拟集成电路设计与仿真[M].北京：科学出版社，2008.