0 引言

　　为了充分利用LED灯的优势，一些经典的电源驱动拓扑结构被优化和重新设计。在隔离型AC/DC转换器中，有两种主要的反馈模式：一种是文献[1-2]中所述的副边反馈，需要使用光电耦合器和精密稳压源构成反馈环路，这种反馈模式成本高，并且造成原边和副边不可靠的隔离；另一种是文献[3-5]中所述的原边反馈，虽然省略了副边反馈所必须的光电耦合器，但是需要利用变压器中的辅助绕组去采集输出功率信息，增大了变压器的体积和成本，并且由于辅助绕组造成变压器原边和副边能量转化效率较低，恒流精度也受到影响。

　　对于隔离型反激式变换器，在工作时，变压器区别于真正意义上的变压器，其实只是两个相互耦合的电感。所以，反激式变换器中的变压器的初级和次级并不满足真正意义上的变压器所满足的电压比守恒，但是根据能量守恒而满足安匝比守恒[6]。根据这一关系，可以由原边电流的峰值来确定副边电流的峰值。副边电流过零时，原边主要电感与寄生电容会发生谐振，通过这一信号可以控制副边续流时间与开关周期的比值恒定，以此来获得恒定的输出电流。

1 恒流原理

　　隔离型反激式拓扑结构和芯片内部模块框图如图1所示。根据反激式变换器工作原理，在开关管NM1导通时，变压器原边绕组上的电流Ip线性上升至最大值Ippk，上升斜率是Vdc/Lp，其中Vdc是原边绕组两端的电压，Lp是原边绕组电感。此时，由于副边绕组上的二极管DO反偏，副边绕组上没有电流，负载靠滤波储能电容CO供电。当开关管NM1关断时，原边电流瞬间减小至零，储存在原边绕组上的能量传递给副边绕组，二极管DO导通，副边瞬间获得一个电流峰值Ispk，并线性下降，下降斜率是-(VO-0.7)/Ls，其中VO是负载上的输出电压，Ls是副边绕组电感。

　　在开关管NM1转换前瞬间，原边电流处于最大值Ippk，储存在原边电感上的能量：

　　根据能量守恒原则，在开关管NM1关断后瞬间，储存在副边电感上的能量：

　　在此认为理想情况下，能量的转换效率是100%。根据绕组的电感正比于绕组匝数的平方，即L∝N2，可以得到安匝比守恒关系式(3)。

　　所以，反激式变换器并非真正意义上的变压器，而是起到反激扼流圈的作用。不同于变压器所满足的电压比守恒，反激式变换器满足安匝比守恒[6]：

　　其中Np和Ns分别是变压器原边和副边绕组的匝数。

　　如图2所示，在开关管NM1导通时间Ton内，原边电流Ip上升至最大值Ippk：

　　在开关管NM1关断后，根据式(3)的安匝比关系，副边获得的峰值电流为：

　　开关管NM1关断的时间可以分为两段，一段时间是Td，即副边二极管续流时间段；另一段时间是Toff，称为死区时间，即原边和副边电流都为零的时间段。当Toff>0时，反激式变换器工作在电流断续模式；当Toff=0时，反激式变换器工作在临界模式；否则，工作在电流连续模式。

　　如图1和图2所示，三角波电流Is经过滤波电容CO后可以得到一个近似恒流的ILED。根据电荷守恒原理，在一个周期内，图2所示的阴影部分面积SA1=SA2，所以：

　　当控制Ispk值恒定时，既能获得一个恒定的LED驱动电流ILED。

　　2 恒流设计

　　在变压器结构确定的情况下，当原边峰值电流Ippk恒定时就能确定一个恒定值的Ispk。可以通过电流检测电路来确定一个恒定的原边电流峰值。

　　如图3所示，通过电流采样电阻RCS将原边电流信号Ip转换成电压信号VCS，VCS与基准电压信号Vref1通过电压比较器Comp1进行比较。当VCS>Vref1时，电压比较器Comp1输出低电平信号将开关管NM1关断，则VCS的最大值被限制在Vref1，这也就限制了原边电流信号Ip的最大值为：

　　则副边电流Is的峰值为：

　　图4是一种恒定Td/T值的计时电路简图。

　　图4计时电路中ZCD模块是副边电流过零检测电路。在副边电流减小至零时，原边的主要电感与开关管的寄生电容之间将发生谐振现象，以此来作为副边电流过零时刻的信号，如图5所示。文献[7]描述了MOSFET的寄生电容来源于原子的横向扩散作用。文献[8-9]是将原边主要电感与开关管寄生电容之间的谐振的发生作为副边电流过零信号的应用。

　　当原边电流到达峰值时，将控制电容Ct放电；当副边电流过零时，将控制电容Ct充电。电容Ct具有计时作用，可以将副边的续流时间Td与开关周期T的比值恒定。

　　当电容上的电压Vct上升至基准电压Vref2时，开关管NM1导通。原边电流Ip线性上升至最大值Ippk，这时比较器Comp1将输出低电平信号，将开关管NM1关断，并且控制计时电容Ct放电。将副边续流时间Td分为两个部分Td1和Td2，在Td1时间段，计时电容上的电压Vct下降至基准电压Vref2；在Td2时间段，计时电容上的电压Vct下降至Vmin。副边电流下降至零时，过零检测模块电路将确定这一过零点，并控制计时电容Ct充电。在开关管NM1再次导通之前，计时电容上的电压Vct上升必须要上升至基准电压Vref2。

　　在IC中，将设计对于计时电容Ct充放电的电流Ic和Id由同一个电流源Iref镜像而来。设Ic=1 Iref，Id=2 Iref。

　　开关管导通时间为：

　　开关周期T为：

　　副边续流时间为：

　　则副边续流时间与开关周期的比值为：

　　根据式(15)可知，副边续流时间与开关周期的比值与计时电容Ct上的电压能上升的最大值和能下降的最小值无关，只与计时电容Ct的充电电流与放电电流的比值有关。

　　综上所述，就可以控制Ispk和值恒定。输出电流：

　　3 仿真

　　根据上述的设计原理，利用华虹公司的1 m 40 V工艺进行设计。电气参数如表1所示。

　　如图7所示，在开关管由导通转变为断开状态后，Vout上有振荡信号。这是由变压器的漏感Lleak和寄生电容之间发生了谐振。其振荡信号有可能被过零检测电路误判为副边电流过零信号，所以要在开关管由导通转变为断开状态后设置一段屏蔽时间，使过零检测电路在这段时间内不工作，以防止误判的发生。

　　使用辅助绕组的驱动应用中，可以通过辅助绕组反馈的电压信息来判断输出电流电压是否过大，以此来作为输出电压过大的保护使能信号。在本文省略辅助绕组的反激式驱动设计中，可以通过限制副边续流的时间来起到过压保护的作用。输出电压VLED的最大值为：

　　副边续流时间Td可以通过过零检测电路来判定，当Td小于一个特定的值时，则判断VLED过大，启动过压保护。

　　如图6所示，Vmin≥0，对于二极管的最大续流时间Td是有限制，也就意味着对于最大负载量是有限制的。否则会出现计时电容上的电压Vct存在触底平坦的时间段，在这种情况下恒流效果就得不到保证。根据式(14)有：

　　与之相对应的是触顶平坦时间，当开关管导通时间Ton过长时，就会出现这种情况，这同样会影响恒流精度。

4 结论

　　在反激式拓扑结构中，当副边电流过零时，由于原边主要电感和开关管的寄生电容之间会发生谐振，这一谐振信号可以用于副边续流时间结束的信号。通过计时电容的充放电来实现对于开关管导通时间、副边续流时间和截止时间的计时，以此来控制副边续流时间与周期的比值恒定，并且，通过采样电阻来确定原边电流的最大值。根据电荷守恒定律，输出电流由于以上两个值的确定而恒定。

参考文献

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