0 引言

通常情况下逆变器要有较宽的工作电压范围，对于电压型逆变器而言直流侧电压要高于交流侧的电压^[1-4]，为适应直流输入电压大幅变化的特性，目前大多数逆变器采用两级结构：在并网逆变器前加一个Boost升压电路^[5-7]，该方法在提高直流母线电压的同时也大幅提高了Boost电路的电压应力和电流应力，需要使用耐压值更高的开关管和体积更大的电感器，这增加了开关损耗和系统成本。针对此问题，本文提出了一种双电源四输入端三电平逆变器，该电路通过两个直流电源和两个Buck变换器为后级提供四路电平，直流侧电压的调节由前级Buck完成，因为Buck电路的电压应力和电流应力比Boost升压电路要小很多，可以有效降低前级的损耗和成本；后级逆变电路通过四路电平与前级相关联，稳定状态下前级Buck电路以较小的功率工作或者不工作，后级电路在不同状态下工作在不同的三电平状态，能进一步减小逆变器的开关损耗。最后在Simulink中对双电源四输入端三电平逆变电路进行了仿真验证。

1 主电路拓扑结构及工作原理

本文提出的双电源四输入端三电平逆变器拓扑电路由电源提供部分和三相逆变桥路部分组成，见图1。

1.1 电源提供部分

电源提供部分由直流电源Vs1、Vs2，电容C1、C2和Buck变化器组成，其中开关管Ts1、二极管Ds1、电感L1组成Buck1变换器，开关管Ts2、二极管Ds2和电感L2组成Buck2变换器。为后级逆变电路提供4路电平V3、V2、V1、V0，其中V3=Vs2+Vc1为电源Vs2与C1两端电压Vc1之和，V2=Vs2为电源Vs2电压，V1=Vc2为C2两端电压Vc2，电压Vc1、Vc2由对应的Buck变换器提供。

电平V3、V2、V1、V0通过后级电路可形成4条电流回路：由V3输出经V1流入；由V2输出经V0流入；由V3输出经V0流入；由V2输出经V1流入。前两条回路的电流由电源Vs1或Vs2提供，此时Buck电路不工作。后两条回路的电流大小如果相等，则系统处在平衡状态，前级Buck电路不工作；如果不相等，前级Buck电路以较小的功率即可使逆变电路恢复到稳定状态。

当直流侧电压V3低于要求的工作电压时，Vs1通过Buck1变换器向后级电路供电，C1两端电压Vc1升高，电压V3=Vs2+Vc1随之提升，见图2。当开关管Ts1导通时，Vs1供电，电感L1蓄能，如图2(a)；当开关管Ts1关断，电感电压不能突变，经续流二极管Ds1向电容C1和后级电路放电，如图2(b)。同理，当电压V1变低时，Vs2通过Buck2变换器向后级电路供电。

1.2 三相逆变桥部分

本文提出的四输入端三电平逆变器是在传统三电平逆变器的基础上提供了4个输入端，不同状态下逆变器工作于不同的三路电平，图3为A相桥在不同开关态下输出电压的等效电路图。

当Ta1导通时逆变器输出电压V3见图3(a)；Ta2与电平V2间加一个二极管Da1，由于Da1的作用，Ta2导通时电平V2只能向外电路输出电流，见图3(b)；Ta3与电平V1之间加一个反向二极管Da2，由于反向二级管Da2的作用，当Ta3导通时电平V1只能向内流入电流，见图3(c)；当Ta4导通时，逆变器输出电压V0，见图3(d)。

当A相电压相对于参考电压为正时，Ta1、Ta2、Ta4交替导通，Ta3一直关断，输出电压在V3、V2、V0之间跳变；当A相电压相对于参考电压为负时，Ta1、Ta3、Ta4交替导通，Ta2一直关断，输出电压在V3、V1、V0之间跳变。逆变器每一相在正负半周内的电压均由幅值不同的三路电平提供，电平V3-V2和V0-V1间的电压较小，减小了大电流时开关管承载的电压变化幅值；电平V2-V0和V1-V3间的电压稍大，虽然相应地加大了小电流时开关管承载电压的变化值，但综合效果有助于降低后级电路的开关损坏。

2 逆变器控制策略

针对本文提出的双电源四输入端三电平逆变器电路拓扑结构，在此采用了三次谐波注入PWM调制方法。

三次谐波注入PWM是在正弦调制信号上叠加三次谐波，也称为THIPWM，三次谐波注入法可以有效增大线性调制范围，降低开关损耗^[8-9]，同时由于三相逆变器电路的拓扑结构及无中线的负载连接方式，三次谐波在各相桥臂间消除，输出线电压和线电流中均不含三次谐波。此外三次谐波注入法应用于双电源四输入端三电平逆变器还可以增大电路在V3-V2和V0-V1电压间的工作时长，减小在V2-V0和V1-V3电压间的工作时长，有助于进一步降低后级逆变电路的开关损耗。

图4所示为三次谐波注入示意图，其中Vacr为正弦参考信号，Von为三次谐波注入信号，Vdcr为调制信号，三次 谐波信号Von由正弦参考信号Vacr取得。

设参考信号V_acr的数学表达式如下；

将三角函数化简可得：

在本文采用的THIPWM调制方法中取α=1/4，即注入的三次谐波幅值为参考信号幅值的1/4，此时输出电流的谐波最小^[10]，且能保持较大的线性调制范围。

图5所示为四输入端三电平逆变器单相的调制波形图，其中Uc1和Uc2为载波信号。

当V_dcr相对于中性点为正时，U_c1幅值为[V3 V2]，U_c2为[V2 V0]。当V_dcr≥U_c1时，Ta1导通输出V3；当V_dcrc1且V_dcr>U_c2时，Ta2导通输出V2；当V_dcr≤U_c2时，Ta4导通输出V0，Ta3一直关断。

当V_dcr相对于中性点为负时，U_c1幅值为[V3 V1]，U_c2为[V1 V0]。当V_dcr≥U_c1时，Ta1导通输出V3；当V_dcrc1且V_dcr>U_c2时，Ta3导通输出V1；当V_dcr≤U_c2时，Ta4导通输出V0，Ta2一直关断。

调制信号大部分时间内在电压幅值较小的[V3 V2]和[V1 V0]间进行调制，较小时间段内在[V2 V0]和[V3 V1]间调制，可进一步降低后级电路的开关损耗。

3 实验仿真

基于上述理论，在MATLAB/Simulink中针对双电源四输入端三电平逆变器系统进行了可行性仿真。如图6所示为双电源四输入端三电平逆变器的前级电源提供部分的仿真电路，电源Vs1、Vs2和前级Buck变换器为后级电路提供4路电平V3、V2、V1和V0，前级Buck变换器分别由直流侧电压V3和V1反馈控制。仿真电路主要模型参数为:电源电压Vs=400 V，调制波幅值311 V，频率50 Hz，载波频率5 kHz，负载电阻5 Ω。

设仿真电路中逆变器最低输入工作电压为700 V，当直流侧电压低于要求时前级Buck电路工作，为后级电路提供稳定的4路电压V3、V2、V1和V0。图7为直流侧电压降低时Buck电路提供的四路电平，其中电压V2=Vs2=400 V，电压V0=0 V，电压V3=Vs2+Vc1=700 V，电容两端电压Vc1=300 V，电压V1=Vc2=300 V。

图8所示为稳定工作状态下前级Buck电路中电感流过的电流，前级变换器中的电流及其波动较小，可以有效降低前级电路的开关损耗和电感体积成本。

图9为前级两个Buck变换器在不同输入工作电压下所对应的功率，在允许范围内，工作电压越高，前级功率越小，体现了双电源四输入端三电平逆变器的优势。

图10所示为逆变器各相桥的相电压，在相对正半周内相电压在V3-V2-V0间转换，负半周内在V0-V1-V3间转换，这有助于进一步降低后级电路的开关损坏。

图11为逆变器输出的线电压经过滤波后的波形及其谐波分布，可见线电压输出波形好，FFT分析1 000次以内的总谐波失真小，可为电网或负载提供较好的电能。

4 结论

本文提出一种双电源四输入端三电平逆变器拓扑结构并采用三次谐波注入PWM调制方法。该调制方法不仅能增大线性调制范围，减小输出谐波含量，还能增加后级逆变电路在窄电压范围的工作时间，能进一步降低后级电路的开关损耗。该逆变器结构能以较低的前级损耗和成本使后级电路工作在稳定直流电压下，且后级电路的损耗较低。最后通过Simulink仿真验证了电路结构的正确性和可行性，这对既要求有比较宽的工作电压范围，在电压较低时也能继续工作，又要求较低损耗和成本的两级逆变器有很好的参考价值和现实意义。

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