摘 要： 传统的单管正激变换器由于磁芯复位导致占空比漂移限制，MOSFET承受输入2倍或更多的电源电压，使其应用受到限制，而双管正激变换器具有开关管电压低、无桥臂直通危险、可靠性高及无需外加磁芯复位电路等优点，因而广泛应用在中大功率电路中。从双管正激变换器的原理入手，在Saber软件平台搭建一个中等功率（200 W~500 W）双管正激变换器模型，并对搭建的变换器模型进行在线实时仿真与修改，最终得到了较为满意的效果。仿真结果不仅验证了前面所述双管正激变换器的优点，而且表明该模型对缩短开发周期、降低设计成本有显著的效果。

关键词： 双管正激；磁芯复位；Saber

0 引言

　　单管正激变换器拓扑具有结构简单、工作可靠、成本低廉等特点[1]，但必须在开关管关断期间使高频变压器进行去磁复位，因此必须增加去磁绕组或外加RCD复位，而外加RCD会造成较大的能量损失，使其变换器的效率下降。

　　本文在单管正激基础上额外增加一个低功率的MOSFET和两个高压低功率二极管完成变压器的磁通复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高了电源的效率。

1 变换器电路模型

　　图1为双管正激变换器电路基本模型，图中Q1、Q2为高压低功率MOSFET；D1、D2为Q1、Q2内部寄生的反并联二极管；D3和D4为输出整流和续流二极管，起能量的储存及传递作用；T1为隔离和降压用高频变压器；LP为原边绕组电感；Ls为副边绕组电感。高压MOSFET-Q1和Q2关断时通过D1、D2释放能量，同时Np的漏感将通过D1、D2返回给输入，因此变压器初级无需再有复位绕组。

2 关键参数计算

　　2.1 电路设计规格

　　电路设计规格如表1所示。

　　2.2 高频变压器参数选型

　　（1）确定变压器铭牌型号

　　首先选出与输出功率大小及工作模式相匹配的高频变压器磁芯型号，同时结合成本考虑，在此选择PQ32/30，Ap=2.408 6 cm4（根据经验公式求得的Ap值查磁芯规格表[2]）。

　　（2）求匝比

　　由相关公式求得变压器初次级匝比n=0.236 8。

　　（3）求CCM磁化激磁电感Lmag

　　由经验及相关公式计算原边所需最小电感量为Lmag=5.495 mH。

　　（4）计算初次级匝数

　　经计算，原边绕组匝数可取50匝，次级绕组取12匝。

　　2.3 高压MOSFET选型

　　功率管Q1、Q2可选择800 V功率MOSFET，电流可按变压器最大初级峰值计算为4 A，适当留一些裕量及功率扩展，因此选择800 V/7 A的FQA7N80C功率管。

3 变换器Saber模型仿真

　　3.1 Saber简介

　　Saber是美国Synopsys公司的一款EDA软件，它为复杂的混合信号设计和验证提供了一个功能强大的混合仿真器，可以解决从系统开发到详细设计、验证等一系列问题[3]。Saber中含有丰富的模型库，尤其是含有丰富的变压器模型，可兼容扩展Spice模型，因此非常适合于开关电源及含PFC类的仿真，本文充分利用Saber软件这一功能在其软件中搭建相关模型，并取得了较好的控制效果。

　　3.2 变换器仿真

　　开关电源控制芯片采用Saber中较为通用的uc系列电流脉宽控制型芯片，使电源系统由二阶降为一阶，使系统不存在有条件的环路稳定问题。同时由于双管正激拓扑工作在占空比D＜0.5，故不需要像在单管正激中加入磁芯复位绕组。系统仿真模型如图2所示。

　　3.2.1 最低输入电压最大负载情况

　　设置V1=Vin=Vinmin=265 V，负载R5=242/200=2.88 Ω，图3为仿真波形。图中，从上到下依次为Q1、Q2的驱动PWM波信号、变压器原边激磁电感两端电压信号、上桥臂Q1-Vds信号、内部寄生二极管D1及变压器初次级端电流信号。

　　从图3可以看出，两路驱动信号满足双管正激驱动指令信号要求，驱动最高幅值为14.716 V，开关频率f=102.26 kHz，最大占空比与设计的大体一致，说明设计正确。

　　图4给出了输出电压及输出电感电流波形。

　　从图4（a）可以看出，输出电压及电感电流波形动态及静态性能良好（10 ms即达到稳态）；从图4（b）看出，主路24 V输出23.898 V，电压纹波均在10 mV以内，满足设计精度150 mV要求，电流纹波为53.6 mA，在100 mA以内，均满足设计精度要求。

　　3.2.2 额定电压满负荷情况

　　设置Vin=Vinnom=311 V，主路24 V负载2.88 Ω，图5为仿真输出波形。图中，从上到下为Q1、Q2的驱动PWM波信号、变压器原边激磁电感两端电压信号、上桥臂Q1-Vds信号、内部寄生二极管D1及变压器初次级端电流信号。

　　从图5可以看出，两路驱动信号满足正激驱动信号要求，驱动最高幅值为13.961 V，开关频率f=103.24 kHz，最大占空比为0.408 23，功率管承受最大峰值为电源电压311.85 V。

　　图6给出了输出电压及输出电感电流波形。

　　从图6可以看出，主路24 V输出24.005 V，电流输出8.020 8 A，电压纹波均在10 mV以内，电流纹波为58.49 mA，均满足设计精度要求，到达稳态时间比低压满载快，为11 ms左右。

　　3.2.3 最高工作电压轻载情况

　　设置输入最高工作电压360 V，主路负载100 Ω，即负载为满载的6/200=1/30时（略小），测试变换器的轻负载特性，图7为仿真输出波形。图中从上到下依次为Q1、Q2的驱动PWM波信号、变压器原边激磁电感两端电压信号、上桥臂Q1-Vds信号、内部寄生二极管D1及变压器初次级端电流信号。

　　从图7可以看出，2路驱动信号满足双管正激驱动指令信号要求，驱动最高幅值为14.017 V，开关频率f=101.66 kHz，最小占空比为0.313 63。功率管承受最大峰值为360.79 V，接近电源电压。

　　图8给出输出带不同负载情况下其驱动PWM波形、输出电压及电流波形。

　　对比图8（a）、（b）可以看出，系统在高压轻载时系统工作在DCM模式，输出电压会过冲，而输出电感电流亦会有一段754 μs死区（即PWM波丢失阶段，死区时间随着负载的减轻而增加）。表2是由仿真负载数据从6 W~30 W时相对应的输出电压及占空比的值。

　　因此，双管正激不太适合工作在轻载及空载场合，正常情况下应带一定假负载，如本文设计的需带一定假负载20 W（即需要设计者调试出在最高输入电压下最轻负载下满足的最低占空比）。

4 结论

　　总体来说，双管正激比单管正激拓扑简单，磁复位电压等于输入电压，最大占空比因此被限制在低于50%以下，不存在单管正激磁芯复位问题，可靠性高，不仅扩大了开关管及其负载功率的选择范围，更有利于散热系统的设计，可以较少考虑精确激磁电感和漏感的影响，对中等功率等级有很大的适应性，因此该变换器非常适用于高压输入及对精度要求较高的电源系统中，但适合工作在一定负载情况，不太适合工作在空载或很轻负载的场合。

参考文献

　　[1] 王国礼，金新民．采用LCD箝位电路的正激DC-DC变换器[J]．电工技术杂志，2000（12）：24-26.

　　[2] 张友军，张玉珍.双管正激DC/DC变换器的损耗计算与优化设计[J].江苏电器，2005（6）：12-14.

　　[3] 朱娟娟.基于Saber的单相Boost电路仿真与设计[J].科技广场，2007（11）：213-215.