工业电源必需满足一些特殊的要求，如低功耗（以减轻机箱冷却方面的负担）、高功率密度（以减小空间要求）、高可靠性和高耐用性，以及其它在普通电源中不常见的特性，如易于并联、遥控和某些过载保护功能等。同时，它对EMI和稳定性的要求也比其它应用更为严格。本文详细分析了一个400W电源的设计实例，阐释了初级端和次级端电源模块的运用，以及其它提高性能的方法。除了在电气方面的改进外，模块还采用统一的外形尺寸，便于实现精细紧凑的机械设计并减少安装和物流成本。事实上，两个模块可具有不同额定功率，从而大大缩短了上市时间。

　　功率因数校正级(PFC),加上总线或DC链路电容，对于许多无法单独优化的不同因素来说是十分关键的。现在，大部分电源都采用了有源PFC电路，亦即升压转换器，确保输入电流与输入电压同相，使输入端的正弦波失真最小化，从而减小传导EMI，实现宽输入范围（85VAC ~ 265VAC）。而且，这个升压转换器会根据输入电压调节自己的占空比和输入电流，并把总线电容的电压调节到350V ~ 400V。然而，如果升压转换器不是有源的（例如在启动状态），电流可能流经输入整流器，进入升压电感和二极管，再到空的总线电容，最终产生很大的浪涌电流。要避免这一问题，需要额外的限流电路，否则可能触发电网熔丝。在高可靠性或关键任务应用中，由于对保持时间和节电保护的要求更严格，因此总线电容必须增大，这使得浪涌电流变得更大。在某些情况下，需要一个NTC电阻，但在“热”启动（如停电）时，NTC仍然很热，不能提供保护。根据DIN-EN 61204标准，测试方法针对两种情况：70%的额定输入电压，20ms；以及40%的额定输入电压，100mS。第二种情况对没有有源PFC的电源而言可谓相当棘手。

　　脉宽调制级（PWM）是主要的转换器级。其中DC电压被斩波为更高频率的方波，因此利用更小的变压器就可以转换到另一个电压级并提供隔离。并非所有的拓扑都采用占空比变化的方波，有些拓扑采用的是变频，还有的则是改变两个脉冲序列之间的相位。这一级主要确定转换器的效率和负载调节。转换器效率十分重要，首先它关系电源的运行成本；其次是必须通过机箱冷却来散除产生的热量；第三是热组件越大，就越昂贵，占用空间也越大。这三个因素与电源的使用寿命成本关系重大。

工业电源的各个不同级及每级的主要特性 " src="//www.ninimall.com/files/images/2010/05/11/1569136065107.jpg" style="width: 424px; letter-spacing: normal; height: 142px" />

图1工业电源的各个不同级及每级的主要特性

　　转换器拓扑的选择对效率和辐射EMI都至关重要，因为功率开关越倾向于硬开关，产生的dI/dt和dV/dt就很大，同时电流和电压就越高，这会导致开关频率谐波的大量产生。在各种拓扑中，谐振或准谐振拓扑都颇具优势但较难设计，尤其是谐振拓扑，很难在宽泛的负载范围上实现。下文中描述的LLC拓扑具有在宽负载范围内有限的开关频率变化以及软开关，很容易解决这一问题。

　　PWM级也是所有必须保护功能的核心所在。在电流模式转换器的情况下，逐周期限流器可保护电源免受大部分输出问题的伤害，这些问题通常与热关断有关。

　　同步整流级（SR）把变压器产生的交流电压转换回直流电压。由于电压很低，电流往往相当高，故整流器的传导损耗必须最小化。若采用硅PN结二极管可以获得0.7V的正向电压，则采用肖特基二极管可达到0.4V。要获得更低的电压级就需采用MOSFET，这时电压级由导通阻抗RDS(ON) 和输出电流决定，且比前两种情况要低得多。但因为MOSFET是有源器件，故需要一个适当的栅极驱动信号来完成，如果设计良好，这一级的功耗可大幅度减小，从而进一步提高效率。此外，利用先进的低电感封装技术，设计还可以非常紧凑耐用。

　　连续传导模式(CCM)功率因数校正

　　输入整流器（图2中没有EMI滤波器）产生的输入电压被馈入到PFC电感中，此时后者的次级线圈为PFC控制IC提供供电电压。电感前面的电阻/电容网络可对输入电压进行采样。电感之后是带栅极保护电路的电源开关，PFC整流器为StealthTM 二极管。接下来使用一个电阻分压器来感测和调节PFC级的输出电压，反馈回路至此结束。总线电容也如图2所示，而二极管D1是一个额外的保护器件。

图2 PFC级的原理示意图

　　这里采用的控制器是FAN4810，该器件包含了先进的平均电流“升压”型功率因数校正实现电路，电源因此能够完全满足IEC1000-3-2规范的要求。它还包含了TriFault Detect功能，有利于确保不会因PFC中单个组件的故障造成不安全事件。1A的栅极驱动器又极大降低了对外部驱动器电路的需求。此外，它的功率要求很低，既提高了效率也降低了组件成本。该PFC还带有峰值限流、输入电压中断保护功能，还有一个过压比较器，可在发生负载突然减小事件时关断PFC部分。时钟输出信号可用来同步下游的PWM级，以减少系统噪声。

　　图3中，绿色曲线的较厚区域代表电流纹波，PFC IC在峰值输入电压下消耗电流较多，过零时没有电流。粉色曲线代表整流器输入电压，蓝色曲线为输出电压。

图3 CCM PFC的行为
　　LLC拓扑

　　提高电源效率的方法之一是采用零电压开关拓扑。在这种拓扑中，电路中的电源开关在电压极低时导通。对于钳位感应开关MOSFET，导通损耗PON LOSS可由下式粗略求得：

　　IL为流经MOSFET的负载电流，VDS(SW)为MOSFET导通前的漏源电压，tON为导通时间，而fSW 则为开关频率。

　　在硬开关拓扑中，VDS(SW)是总线电压，对带有PFC前端级的应用来说一般约为400V。对于零电压开关，该电压被降至MOSFET二极管的正向电压降，在1V左右，从而极大地减小了导通开关损耗。

　　图4所示为LLC谐振转换器的模块示意图。其核心组件是谐振网络，在输入端电压波形和流入输入端的电流之间产生相位滞后，加载在输入端的电压波形是方波，利用半桥或全桥电路很容易就可以从PFC输出电压中产生。

图4 LLC谐振转换器模块示意图和零电压开关波形

　　如果忽略桥式电路中死区时间效应以及更高阶谐波的出现，那么流入谐振网络的电流可近似表示为正弦波。由于流入谐振电路的电流滞后于电压基波，当MOSFET处于导通状态时，电流从两个方向流入，如图4所示。MOSFET在电流流经体二极管时导通，导致“零”电压开关。这种方法带来的一个额外好处是导通时产生的EMI较低，这是因为高dv/dt和di/dt转换时间要短得多，而且通常没有标准硬开关应用中不可避免的反向恢复效应。

　　由于谐振电路的输出是周期性的，因此需要对之进行整流。这可以采用如图4所示的全波整流器或一个带中心抽头（centre-tap）的整流器来完成。

　　最后，AC-DC电源中的谐振网络基本上都会采用一个变压器。该变压器执行两项任务：其一是提供初级端和次级端之间必需的安全隔离；其二是通过它的匝数比控制电源的总体电压转换比率。

　　为了避免Q1和Q2同时导通的风险，需要一定的死区时间。以Q1的关断波形为例。流经开关的电流很大，接近峰值电流。关断期间的电压摆幅为满总线电压，因此关断步骤是无损耗的。

　　要确保Q2的零电压开关，Q1的漏源电容完全充电十分重要，这意味着充电时间不应该超过死区时间。若总线电压为VBUS，开关时电流为ISW，有效漏源电容为CDSeff，则电容的充电时间tSW可由下式计算出：

　　VBUS由设计条件事先确定。如果CDSeff为零，Q2就会如预期地实现零电压开关。如果CDSeff非常大，Q2为硬开关工作。轻载下ISW很小，当负载足够小时，最终也会发生Q2硬开关。

　　有时可为每个MOSFET并联一个电容。如果其容量选择适当，就可以降低关断损耗，同时又不影响较轻负载下的零电压开关性能。

LLC谐振转换器是让谐振转换器与一个电感串联。这样一来，谐振电路中就有两个电感和一个电容，故名为L-L-C。图5显示了一个实例电路的增益特性。

图5 LLC谐振转换器增益曲线实例

　　在工作区域，电压增益首先随着频率的增加而降低，这确保了零电压开关所需的相位滞后。控制电路通过改变频率来改变系统增益。最小增益和最大增益之间的差距相当小，因此谐振转换器需要很窄的DC电压输入范围。在这个电源设计中，由PFC级提供窄输入电压范围，建议采用连续传导模式PFC级。

　　利用PFC级，LLC转换器的输入可设置在400V左右。如果所需输出电压为12V、匝数比为40:1，则额定负载下需要1.2的DC增益。无论负载情况如何，频率始终不变。

　　为便于说明，假设输入电压提高到480V，则控制电路需把增益降至1.0，以保持12V的输出电压。在这种情况下，频率会在115kHz（满负载）和130kHz（20%负载）之间变化，从图中可看出何时决定不同负载下的增益曲线与增益为1.0的线在哪个频率下相交。利用前述应用中采用的前端PFC级，在缺输入半波的情况下需要一些额外的增益，即所谓的“保持”时间要求。

　　同步整流

　　次级端的同步整流级是利用新的FPP06R001模块来构建的，如图6所示。

图6 同步整流器模块如何连接在变压器的次级端上

　　用来调整次级电压的二极管通常由MOSFET代替，该模块包含了栅极驱动器和功率MOSFET，采用外引脚极宽的小型单列直插封装，可减小寄生电感和电阻。

　　利用模块来代替分立式组件可以提高效率、减小EMI并简化总体设计。模块中MOSFET的RDS(ON)比分立式解决方案中的小10%，总体封装阻抗小16%，振铃因此减少，从而减小了EMI。栅极驱动器回路的尺寸很小，这又进一步减小了EMI辐射，增强了抗干扰能力，尤其是对漏极上的dv/dt干扰。由于两个棘手回路的布局都已在模块内完成，所以对设计人员而言总体设计变得较简单。

　　图7解释了让栅极驱动器靠近功率MOSFET为什么如此有用。栅极驱动器的非零输出阻抗ZDRV 必须通过寄生阻抗Zstray1和Zstray2，以及栅极阻抗Rg来控制MOSFET，尤其是关断。这时，漏极上的高dV/dt加上栅极路径上的高阻抗，可能引起MOSFET的寄生导通。而利用极短的连线和功能强大的栅极驱动器，几乎可以实现完美的开关。

图7 栅极驱动器电路中的寄生阻抗

　　通过分析功率MOSFET上的电压级，可以创建栅极驱动器信号，确定开关导通的准确时序。一旦完全导通，开关上的电压降可利用公式RDSON×IOUT 算出，因此RDSON越低，电压降就越低，功耗也越低（这时开关损耗忽略不计）。确定正确的功率开关导通和关断时间是非常重要的，这样就可避免体二极管的传导，后者会造成电流换向，最终增大电压降。

　　下表比较了在输出功率为400W（24V，17A）、结温为100℃时，采用不同整流器获得的结果：

　　有意思的是，输出整流器的功耗只与输出电流有关，而与输出电压无关。输出电流越高，同步整流解决方案就越有优势。肖特基二极管的实际限制在10A左右，超出这个限值，整流器的功耗会变得相当大，这是因为正向电压在某种程度上依赖于电流。不过，对于较高的输出电压，肖特基二极管可能更好，因为电流更小并且无需驱动电路。

　　电源系统

　　在欧盟指令下，一种新的电源效率测量方法已被采用，可在25%、50%、75%和100%的额度输出功率下对输入输出功率进行测量。利用这种方法，电源效率可达到93.8%。

图8 初级端和次级端模块采用相同的尺寸，有利于实现非常精细的机械解决方案