插到墙上电源插座的普通墙上适配器每年要花去用户大约 3 美元。通过“能源之星”计划，北美许多国家正致力于降低该费用，以及减少制造该电源所带来的污染。许多墙上适配器和其他低功耗隔离式电源都使用了反向转换器，因为其结构简单、成本较低。但是，反向转换器并非以高效率见长，低输出电压时更是如此。在那些效率至上的应用中，不要操之过急地将反向转换器从备选解决方案中去除。只需运用一些我们都知道的小技巧，就可以将反向转换器的效率提高大约 10%。

在传统的二极管整流反向转换器中，输出二极管整流器是产生功率损耗的一个重要原因。输出二极管的平均电流等于 DC 输出电流，而峰值电流可能是其数倍，具体情况取决于占空比。肖特基二极管的二极管正向压降通常为 0.5V，而标准 PN 结型二极管的二极管正向压降为 0.8V。这种大正向压降会带来二极管中相对较高的损耗，大大降低了效率。使用同步 MOSFET 来替代二极管可极大地降低这些传导损耗。图 1 描述了标准二极管整流反向电源如何被转换为自驱动同步反向电源。

图 1 自驱动同步反向转换

在自驱动同步反向电源中，输出二极管被一个 N 通道 MOSFET 代替，同时必须向电源变压器添加一个绕组以生成同步栅极驱动信号。相比输出二极管整流器，该同步MOSFET的低导通电阻可带来更低的传导损耗，这就极大地提高了高负载电流时的效率。

二极管整流反向结构和同步反向结构之间存在一个根本的区别，关键的波形如图 2 所示。二极管整流反向结构的输出二极管可阻止变压器二次电流回流。在轻负载状态下，当变压器的二次电流被完全放电至各循环末端的输出时，这会带来非连续电流模式 (DCM)。同步 MOSFET 使电流能够不断地向负极方向流动，并使同步反向结构始终运行在连续电流模式 (CCM) 下，而不用考虑负载电流的大小。这种情况通常是有益的，因为控制环路增益不会像其转入 DCM 运行时一样出现下降，从而保持全动态性能（甚至在零负载状态下）。同步 MOSFET 的使用会对零点或轻负载效率产生不利影响，这是由于相对较大的 AC 电流在流动时，净 DC 输出电流极少甚至没有。同这些回路电流相关的变压器和一次侧 MOSFET开关损耗比二极管整流反向结构中的要大，其电流在轻负载条件下会减少。

图 2 DCM 与 CCM 运行

尽管同步 MOSFET 可极大地降低传导损耗，但是它却带来了二极管整流反向结构中所没有的栅极驱动损耗、开关损耗和直通损耗 (shoot-through loss)。栅极驱动损耗来自每个开关周期中被充电和放电的 MOSFET 栅极的电容。MOSFET 开启和关闭转换时会出现开关损耗，因为漏-源电压和漏极电流出现了叠加。主开关必须在次级 FET 即将关闭之前开启，这样便产生了直通损耗。开关期间，这就在变压器中形成一个短路电路，带来大量功率损耗。在自驱动同步反向拓扑中，一次侧 MOSFET 开启向同步 MOSFET 发出关闭指令。这样，当同步 MOSFET 直接由电源变压器来驱动时，便不可能完全消除贯通电流。自驱动同步 MOSFET 必须具有极短的关闭延迟和下降时间，才能最小化直通损耗。尽管同步 MOSFET 带来了更多的开关损耗，但是如果设计得当的话这种传导损耗一般可以比二极管整流正向压降损耗低很多，单是这一好处往往就能胜过其所有不利方面。

图 3 显示了一个具有可编程延迟的隔离栅极驱动信号如何被添加到同步反向结构中以消除直通损耗。通过栅极驱动变压器，可以实现隔离和电平变换。必须使用拥有较好驱动输出和可调节延迟的 PWM 控制器（例如：UCC2897），以便对一次侧和二次侧同步 MOSFET 进行控制。延迟必须足够长，以确保同步 MOSFET 能够在一次侧 MOSFET 开启以前被完全关闭。然而，延迟太长会引起一个或两个 MOSFET 上出现主体二极管传导，并导致过多的功率损耗。由于最佳停滞时间取决于一次侧和二次侧 MOSFET 延迟时间、转换速度、电源变压器漏电感以及栅极驱动电路，因此可调节延迟时间控制器对最小化损耗至关重要。

图 3 升级至隔离栅极驱动和可编程无反应时间

图 4 描述了如何进一步提高效率并利用同步 MOSFET 栅极驱动信号来控制一个有源主缓冲器。这种结构通常被称为有源钳位反向结构。在前面示意图中，我们已经使用 RCD 缓冲器来降低一次侧 MOSFET 漏-源-电压的电压峰值。该电压峰值出现在一次侧 MOSFET 关闭时，这主要是由于变压器主绕组的泄露能量造成的。RCD 缓冲器消耗了其缓冲器电阻中的这种能量。在有源钳位反向结构中，泄露能量由钳位电容捕获，并被带至负载再循环，最后返回到输入。这就构成了一个实际上无损耗的缓冲器。RCD 缓冲器的漏-源极-电压波形和一个有源钳位的对比关系如图 5 所示。该有源钳位消除了高频峰值。除消除漏能损耗以外，开关损耗和 EMI 也得到了极大降低。在许多情况下，这种有源钳位缓冲器允许使用低漏-源-电压额定值的一次侧 MOSFET，从而进一步降低了损耗，并有可能降低 MOSFET 的成本。

图 4 有源钳位取代高损耗 RCD 缓冲器

图 5 有源钳位消除了电压峰值

图 6 显示了每次二极管整流反向结构升级对实际设计效率的提升程度。电源将一个远距通信 48VDC 输入转换为一个 3.5A 最大负载电流的 3.3V 输出。将一个二极管整流器转换为一个自驱动同步反向结构使最大负载效率提高超过 7%，但也确实降低了 1A 以下输出电流的轻负载效率。这是由于同步 MOSFET 带来了栅极驱动损耗、开关损耗和直通损耗。如图 7 所示，轻负载状态下这些损耗在总损耗中占较大百分比，从而降低了轻负载的效率。使用可编程延迟消除了直通损耗，从而极大地提高了轻负载的效率，如图 7 所示。由于其他电路损耗在同步 MOSFET 损耗中占主导地位，因此满负载效率保持基本不变。最终，有源钳位的实施提高了所有负载条件下 3.3V 电源的效率。

图 6 效率对比

图 7 损耗对比

图 8 显示了有源钳位电路中两种不同的延迟设置，以及它们是如何影响不同负载条件下的效率的。由较大 Rdel 电阻值编程获得的较长延迟时间降低了轻负载直通损耗，从而极大地提高了轻负载效率。但是，这种长延迟时间同时也增加了同步 MOSFET 主体二极管的传导时间，使满负载条件时的效率降低了 1% 左右。使用较低值 Rdel 后，满负载同步 MOSFET 主体二极管传导损耗在直通损耗中占主导地位。在某些情況下，人们也许必须经由选取合适的 Rdel 值来选择是使轻负载效率最大化，还是让最大负载效率最大化。图 9 所示的有源钳位反向电源运用了所有这些效率提升方法。这种结构使最大负载的效率提高大约 10%，并且拥有和原始二极管整流设计差不多一样的轻负载效率性能。

图 8 通过调节延迟时间优化效率

总结

如果注重轻负载效率和成本最低化，那么依靠“简单的”二极管整流反向电路来获得效率提高则较为困难。如果您的要求没有那么苛刻，那么选用自驱动同步 MOSFET 驱动便可以最低成本实现较大的效率增益。在使用 UCC2897 控制器的一次侧 MOSFET 和二次侧同步 MOSFET 之间添加可编程栅极驱动延迟，可以提高轻负载效率。利用有源钳位电路，已被证实与典型的二极管整流反向转换器相比，其可提高约 10% 的满负载效率，而在轻负载时效率会有所下降。另一个好处是在整个满输出负载范围内都保持了“连续导电模式”，从而保持了卓越的轻负载瞬态性能。本文叙述的每一种电路改进方法都可降低电路损耗，但都会带来设计成本的增加。因此，请根据您的预算来决定您要达到的环保水平！

图 9 有源钳位同步反向转换器设计