0 引言

运算放大器是数据采样电路中的关键部分，如流水线模数转换器等。在此类设计中，速度和精度是两个重要因素，而这两方面的因素都是由运放的各种性能来决定的。

　　本文设计的带共模反馈的两级高增益运算放大器结构分两级，第一级为套筒式运算放大器，用以达到高增益的目的；第二级采用共源级电路结构，以增大输出摆幅。另外还引入了共模反馈以提高共模抑制比。该方案不仅从理论上可满足高增益、高共模抑制比的要求，而且通过了软件仿真验证。结果显示，该结构的直流增益可达到80 dB，相位裕度达到80°，增益带宽为74 MHz。

1 运放结构

　　通常所用的运算放大器的结构基本有三种，即简单两级运放、折叠共源共栅和套筒式共源共栅。其中两级结构有大的输出摆幅，但是频率特性比较差，一般用米勒补偿，可使得相位裕度变小，因而电路的稳定性会变差；套筒式的共源共栅结构，虽然频率特性较好，又因为它只有两条主支路，所以功耗比较小。但是这些都是以减小输入范围和输出摆幅为代价的。因此，为了缓解套筒式结构对输入电压范围的限制，本文提出了折叠式运算放大器结构的思路。折叠式结构比套筒式结构有更大的输入共模电平范围，但却以减小增益和带宽，增大噪声和功耗为代价的。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，因此，本文选择套筒式共源共栅结构作为输入级，最后选择了如图1所示的全差分结构的两级运放结构。

　1．1 主运放结构

　　全差分运算放大电路对环境噪声具有更强的抑制能力。而套筒式结构则具有高增益、低功耗以及频率特性好等特点。因此，第一级放大结构(即M0～M8)采用套筒式全差分放大器结构作为输入级。第二级(即M9～M11)为共源结构，以改善套筒式结构输出摆幅小的缺点，同时相应提高运算放大器的开环增益。但是，随着级数的增加，必然会增加电路的零极点，这对系统稳定性的要求更高。因此，必须引入补偿电容C3来补偿额外的极点，使电路的相位裕度能满足要求，并使性能稳定。另外，图1申的VB1用于提供尾电流镜偏置，VB2和VB3分别用于为PMOS和NMOS提供静态直流偏置，这三个偏置电压均提供有偏置电路。

　　对该运算放大器进行小信号分析，可以计算出第一级套筒式全差分结构的放大倍AV1，公式为：

A v1≈g2[(gm4τ2τ4)·(gm6τ6τs)]

　　其中，gm2、gm4、gm6分别表示M2、M4、M6的跨导，r2、r4、r6、r8分别表示M2、M4、M6、M8管的输出电阻。

　　第二级共源级放大结构的单端放大倍AV2可用下式计算：

AV2=-gM10r10

　　其中，gM10、r10分别表示M10管的跨导和输出电阻。因此，整个米勒补偿型运算放大器的开环增益A v可以用第一级和第二级的放大倍数之积来表示：

A v="A" v1A v2

1．2 共模反馈电路

　　由于本设计采用的是全差分结构，所以，为了通过稳定直流来稳定输出共模电压，保证输出级工作于线性区，通常需要一个共模反馈(CMFB)电路。共模反馈电路一般有两种类型。一种为连续时间式，另一种为开关电容式。本设计采用的是开关电容式结构，图2所示是开关电容式共模反馈电路。其中S1～S6为开关，C1～C4是共模反馈电容，Vout+和Vout-是运放的输出电压，ψ1和ψ2是两相不交叠的时钟信号。VCM是理想共模输出电压，Vb1是理想的共模偏置电压，Vb2是实际的共模偏置电压，即运放中电流源的控制电压。实际中，S1～S6的开关都是由NMOS管实现的。

1．3 偏置电路

　　偏置电路主要用于提供折叠共源共栅放大器及共模反馈的偏置电压。本文采用如图3所示的宽摆幅电流源偏置电路结构。在共源共栅输入级中，通常需要三个电压偏置。为了使输入级的动态范围大一些，图3中的宽摆幅电流源用来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，设计时必须满足以下关系式：

2 电路仿真结果

　　采用HSPICE电路仿真工具，并利用上华0．6μmCMOS工艺模型参数，可对电路进行仿真，仿真结果显示：该运放的开环直流增益为80 dB，相位裕度80度，单位增益带宽74 MHz。图4为其幅频及相频特性曲线。由图4可见，电路功耗为1．9 mW；差动输出范围为-2．48～2．5 V；电源电压为2．5 V。

3 结束语

　　本文给出了一种低电压全差分套筒式运算放大器的设计方法，同时对该设计方法进行了仿真，从仿真结果可以看出，在保证高增益、低功耗的同时，该设计还可以满足20 MHz流水线模数转换器中运放的设计要求。