近年来，随着通信和多媒体市场的快速增长，数字系统无论在处理能力还是处理速度上都取得了飞速的发展，因此对作为模拟信号通向数字信号桥梁的模数转换器(ADC)的性能要求也越来越高 [1]。在各种ADC结构中，流水线ADC在速度和精度上能够达到合理的折衷，因此得到了广泛应用。在流水线结构ADC中，其前端采样保持电路是整个系统的关键模块之一，其性能直接决定了整个ADC的性能[2]。

本文对流水线ADC的采样保持电路的结构以及主要模块如增益提高型运算放大器电路、共模反馈电路和开关电路进行了分析，并对各个模块进行了设计，最终设计出一个适合于13 bit 40 MHz流水线ADC的采样保持电路，仿真结果表明，该采样保持电路满足设计要求。

1 采样保持电路结构

采样保持电路的结构直接决定了采样保持电路的精度和速度，图1为常用的两种全差分结构：电荷再分布型和电容翻转型。全差分结构能够很好地消除直流偏置和偶次谐波失真，并抑制来自衬底的共模噪声。



与电荷再分布型结构相比较，电容翻转型结构的反馈系数为1，是电荷转移型（在Cs=Cf=C时，反馈系数为0.5）的两倍，因此在同样的闭环带宽时，电容翻转式结构所要求的运放单位增益带宽(GBW)只是电容电荷再分布式GBW的一半，所以电容翻转型结构具有功耗小的优点[3]。另外由于电荷再分布型电路需要使用4个电容，但电容翻转型只需要2个电容，在CMOS工艺中，电容需要大的实现面积，电容翻转型结构具有小的实现面积。因此，电容翻转型更适合高速高精度的流水线ADC应用，本文的采样保持电路采用电容翻转式结构来实现。

2 增益提高型放大器的设计

运算放大器是整个采样保持电路中最重要的模块，它的增益和带宽直接决定了采样保持电路的精度和速度。但增益和带宽是相互矛盾的，高增益要求使用多级放大器、小的偏置电流、长沟道器件；而大带宽则要求使用单级放大器、大的偏置电流、短沟道器件，所以放大器是采样保持电路设计的一个难点。

本文主运算放大器采用全差分的折叠式共源共栅结构，并用增益提高技术来提高放大器的增益，达到了高增益和大带宽的要求[4-5]。主运算放大器电路如图2 所示，由于NMOS管的迁移率高于PMOS管，在跨导相同的情况下，NMOS管具有较小的面积，从而使得运算放大器具有较小的输入电容，有利于提高采样保持电路的反馈系数，所以本文采用了NMOS管作为输入对管的折叠式共源共栅结构。两个辅助运算放大器BN和BP分别为NMOS和PMOS管作为输入对管的折叠式共源共栅放大器。图2 中的CMFB模块为主运算放大器的共模反馈电路，由于主运放的输出摆幅较大，所以采用如图３(a)所示的开关电容共模反馈电路，开关电容共模反馈不会受输出摆幅产生限制，并且其只有静态功耗。对于两个辅助运放而言，由于其输出和输入范围很小，所以采用如图3(b)所示的连续时间共模反馈电路，这种电路没有电容，节省了面积。图2(b)为主运算放大器在负载电容为6 pF时的频率特性曲线,其增益为133 dB，带宽约为478 MHz，相位余度为59.7度。整个放大器(包括偏置电路、辅助运放、共模反馈电路)消耗的平均电流为8.5 mA。







3 采样开关的设计

采样开关的性能在采样保持电路中占有十分重要的地位，对于一个简单的NMOS开关，开关导通时其导通电阻Ron为：



可见,导通Ron是一个与输入信号Vin相关的非线性电阻，这将在输出信号中引入谐波失真 [5]。本文采用如图4(a)所示的栅压自举开关，开关的导通电阻随输入信号幅值变化的曲线图如图4(b)所示，曲线的斜率大约为11 Ω/V，其导通电阻随输入信号幅值的变化较小，具有较高的线性度。



4 仿真结果

采用TSMC的0.18 μm工艺对电路进行了设计，电源电压为3.3 V，采样时钟为40 MHz，采用Spectre对电路进行了仿真。在采样保持电路的输入端加一值为1 V的阶跃信号，其瞬态仿真结果如图5所示。从图中分析得出，在保持相结束时刻，采样保持电路的输出幅值为1.000 08 V，与理想电压的误差为0.08 mV，建立精度达到了0.008%。图6所示为信号的频谱分析，输入峰－峰值为2 V，频率为1.992 187 5 MHz的正弦信号。对输出信号进行4 096点的FFT， 结果显示, 其SNDR为84.8 dB，SFDR为92 dB,有效位数为13.8 bit，能够胜任13 bit 40 MHz流水线型ADC对前端采样保持结构的要求。整个采样保持电路消耗的平均电流为8.501 mA。





本文设计了一个高速高精度的采样保持电路，可作为13 bit 40 MHz流水线型ADC的前端模块。该采样保持电路为电容翻转结构，采用栅压自举开关提高了开关的线性度，其运算为增益提高型的折叠式共源共栅结构，达到了高速高增益的要求。仿真结果表明，整个采样保持电路的精度和速度满足了设计要求。