1 引言
如图1所示，一般的级联型高压变频器的整流部分都是采用不可控的二极管，因而能量传输不可逆，当电机处于再生发电状态时，回馈的能量传输到直流母线电容上，产生泵升电压，使电容电压不稳。过高的泵升电压有可能损坏开关器件，从而威胁变频器的安全工作。
为此本文采用成熟的三相pwm整流技术，使用可控开关器件组成单个功率单元的整流电路，实现能量双向传输。同时对直流母线电容电压进行闭环控制来稳定直流母线电容的电压。这种方法还能实现网侧单位功率因数，使级联型高压变频器成为真正的绿色变频器。仿真证明该方法简单有效。
2 单个功率单元整流部分的数学建模及工作原理
从图1（a）的拓扑结构可以看到，级联型高压变频器由多个功率单元级联而成。因此，可以以单个功率单元为研究对象，建立它的数学模型并分析其工作原理。
从图1（b）可以看到，功率单元的整流部分是由不可控的二极管组成。为了实现能量回馈，稳定直流母线电容电压，需要用可控的igbt替代二极管，进行pwm整流控制。图2是改造后的功率单元拓扑结构图。
图2中，lx（x=a，b，c）为交流侧滤波电感，电阻rx（x=a，b，c）为滤波电感lx的等效电阻和功率开关管损耗等效电阻的合并。
设三相电源电压为：
式中：ed，eq，id，iq分别为功率单元整流部分的电源电压矢量、输入电流矢量在d-q轴上的分量。
由（3）式可以看出，d、q轴变量相互耦合，因而无法对d、q轴的电流进行单独控制。为此引入id、iq的前馈解耦控制，且采用pi调节器作为电流环控制器，则有以下方程：
式中：ud*、uq*是d-q轴的电压给定；kdp和kdi分别是d轴pi调节器的比例和积分系数；kqp和kqi分别是q轴pi调节器的比例和积分系数。
1 引言
如图1所示，一般的级联型高压变频器的整流部分都是采用不可控的二极管，因而能量传输不可逆，当电机处于再生发电状态时，回馈的能量传输到直流母线电容上，产生泵升电压，使电容电压不稳。过高的泵升电压有可能损坏开关器件，从而威胁变频器的安全工作。
为此本文采用成熟的三相pwm整流技术，使用可控开关器件组成单个功率单元的整流电路，实现能量双向传输。同时对直流母线电容电压进行闭环控制来稳定直流母线电容的电压。这种方法还能实现网侧单位功率因数，使级联型高压变频器成为真正的绿色变频器。仿真证明该方法简单有效。
2 单个功率单元整流部分的数学建模及工作原理
从图1（a）的拓扑结构可以看到，级联型高压变频器由多个功率单元级联而成。因此，可以以单个功率单元为研究对象，建立它的数学模型并分析其工作原理。
从图1（b）可以看到，功率单元的整流部分是由不可控的二极管组成。为了实现能量回馈，稳定直流母线电容电压，需要用可控的igbt替代二极管，进行pwm整流控制。图2是改造后的功率单元拓扑结构图。
图2中，lx（x=a，b，c）为交流侧滤波电感，电阻rx（x=a，b，c）为滤波电感lx的等效电阻和功率开关管损耗等效电阻的合并。
设三相电源电压为：
式中：ed，eq，id，iq分别为功率单元整流部分的电源电压矢量、输入电流矢量在d-q轴上的分量。
由（3）式可以看出，d、q轴变量相互耦合，因而无法对d、q轴的电流进行单独控制。为此引入id、iq的前馈解耦控制，且采用pi调节器作为电流环控制器，则有以下方程：
式中：ud*、uq*是d-q轴的电压给定；kdp和kdi分别是d轴pi调节器的比例和积分系数；kqp和kqi分别是q轴pi调节器的比例和积分系数。
由式（4）可以看出，电压指令已经实现了完全解耦控制，其系统控制框图如图3所示。图3中，采用由pi调节器组成的电压－电流双闭环结构，外部电压环用于实现输出电压的稳定，内部电流环控制交流输入电流与输入电压同相。其工作原理如下：输出电压vdc和给定参考电压vdc*比较后送入电压pi控制器，电压控制器的输出信号作为网侧电流有功分量的给定值id*，其大小根据整流器的有功输出调节，为达到单位功率因数整流或逆变，无功分量的给定值iq*设定为0，稳态时dq轴的电流给定信号都为直流量，两个给定值与网侧经过变换后的反馈值id、iq相比较后，送入电流pi调节器，在经过解耦和dq→αβ变换后得到三相网侧电压在两相静止坐标系上的控制信号，再经过电压空间矢量脉宽调制模块后，输出六路svpwm控制信号，从而实现对功率单元整流器的控制。
3 功率单元级联的仿真系统
按照第2节介绍的数学模型，搭建的功率单元仿真模型如图4所示。
其中，整流部分控制器的仿真模型如图5所示。
4 功率单元级联的仿真系统
图6是每相串联3个功率单元级联型高压变频器的系统仿真模型。
5 仿真实验
在系统仿真中采用的实验参数如下：电压环采样频率为2.5khz；电流环采样频率为2.5khz；三相pwm整流器输入电压有效值vm=380v；电感寄生电阻阻值r=0.5ω；直流母线电压给定vdc*=750v，初始电压vdc=550v；三相输入电源频率f=50hz；三角波载波频率fs=2.5khz；直流母线端电容c=3200μf；网侧滤波电感l取0.8mh。负载功率为1mw。仿真中不考虑开关损耗的影响。
本仿真实验中，在0～0.25s，级联变频器的整流器处于不控整流状态，由整流器中igbt内反并联的二极管进行不可控整流；在0.25s～0.55s，级联变频器的整流器处于可控整流状态，整流器中的igbt开始工作；在0.55s变频器突投负载；在0.8s改变变频器受控电流源的电流方向，变频器的能量开始回馈，级联变频器的整流器由整流状态转变成逆变状态。
图7是级联型变频器网侧相电流、相电压和功率单元直流母线电压的仿真波形。从图7（b）中可以看出，在0.25s级联变频器的整流器开始工作时，vdc由初始值550v迅速上升至给定值vdc*，并很快稳定下来；在0.55s时，变频器突投负载，vdc被瞬时拉低，但很快就能重新稳定在给定值。稳定后电压波动很小；在0.8s时刻，由于改变受控电流源的电流方向，变频器的能量开始回馈，整流器开始由整流状态转变成逆变状态。回馈的能量使vdc在0.8处瞬时拉高，但由于级联变频器的整流器的响应速度非常快，很快就使vdc重新稳定在给定值。同时，也因为整流器的响应速度快，使vdc在0.8处的升高的不多，保证了系统的安全运行。
从图7（a）中可以看出，在0.25s时级联变频器的整流器开始工作时，网侧电流有些波动，但在很快就能稳定下来；在0.55s变频器突投负载时，网侧电流波动很小，并很快稳定下来。通过比较网侧电压和电流的相位可以看出，两者相位几乎重叠在一起，功率因数接近于1；在0.8s时刻，级联变频器进入能量回馈的状态，整流器处于逆变状态。整流器使网侧电流的相角网侧电压的相差近180°，功率因数接近-1。级联变频器逆变器的三相输出电压、电流和单相输出电压波形如图8所示。
6 结束语
通过仿真实验的波形可以看出，改进后的级联型高压变频器不仅可以进行能量的双向传输，实现能量回馈；而且，控制系统的响应速度非常快，使变频器具有较好的动态性能。因此，该改进方案是正确可行的。