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低功耗宽频带LDO线性稳压电路设计
摘要:论文针对片内应用而设计的这款LDO,能保证在uF 级别的寄生电容范围内都可以正常工作,毕竟寄生电容再大也不至于是μF 级别的。功耗是LDO 线性稳压器的重要指标之一,一般的LDO 功耗都在几十μA 以上,例如文献[2]中电路的静态电流为38μA,文献[3]中静态功耗高达65μA, 而本文的静态功耗做到10μA 左右,不仅功耗低,本文中第二级靠电阻的电流关系提供了一个小增益级,并且提高了整个LDO的带宽。
Abstract:
Key words :

1 引言

  随着集成电路规模的发展, 电子设备的体积、重量和功耗" title="功耗">功耗越来越小, 这对电源电路的集成化、小型化及电源管理性能提出了越来越高的要求。而随着片上系统( SOC) 的不断发展, 单片集成的LDO" title="LDO">LDO线性稳压" title="线性稳压">线性稳压器的应用也越来越广泛[1]。对于片内的LDO,最担心的是寄生电容过大引起不稳定,论文针对片内应用而设计的这款LDO,能保证在uF 级别的寄生电容范围内都可以正常工作,毕竟寄生电容再大也不至于是μF 级别的。功耗是LDO 线性稳压器的重要指标之一,一般的LDO 功耗都在几十μA 以上,例如文献[2]中电路的静态电流为38μA,文献[3]中静态功耗高达65μA, 而本文的静态功耗做到10μA 左右,不仅功耗低,本文中第二级靠电阻的电流关系提供了一个小增益级,并且提高了整个LDO的带宽。

2 LDO电路组成原理与关键模块设计

2.1 电路基本工作原理

  图1 是LDO 线性稳压器的结构框图, 由下面几个部分组成:基准电压源(Vref)、误差放大器、同相放大器、反馈电阻网络、调整管等。其中基准电压源输出参考电压Vref, 要求它精度高, 温漂小。误差放大器将输出反馈回来的电压与基准电压Vref 进行比较, 并放大其差值,其经过同相放大器来控制调整功率管的状态, 因而使输出稳定。在这里C1 是前馈电容,可以提高负载调整率,并增加了一个左零点补偿,Cff提供一个零点补偿。第一级放大器就是一个差分对,和大多数误差放大器结构一样,第二级为同相放大级,靠电阻的电流关系提供一个小增益级,并控制带宽。相对于普通结构而言的,如果靠运放直接驱动功率管,那带宽就被功率管的寄生电容和运放输出阻抗和增益决定了,而这个结构的增益和输出阻抗,相比运放小很多,带宽自然就提高很多。表1 为该LDO 的主要设计参数和性能指标。

图1 LDO 线性稳压器结构示意图

图1 LDO 线性稳压器结构示意图

表1 LDO 的设计参数和性能指标

表1 LDO 的设计参数和性能指标

2.2 电路组成与设计

  (1)调整管结构设计:MOS 型线性稳压器的调整管是电压驱动的, 能大大降低器件消耗的静态电流, 而且其较小的导通阻抗使得漏失电压也比较低,从而提高了电源的转换效率[4]。根据调整管的平方率关系式以及设计指标Vdropout ≈ 200mV,可以计算出调整管的宽长比, 结合调整管的栅极寄生电容以及工艺的要求,在重载情况下考虑调整管需工作在线性区, 将调整管的宽长设计为:W=6000μm,L=0.5μm。

  (2)电阻R1 与R2 选择:输出电压由反馈网络决定,根据VOUT =VREF[(R1+R2)/R1],当选定的VREF=1.25V,R1 = 625KΩ,那么R2 = 625KΩ。

2.3 误差放大器(EA)设计

  误差放大器电路原理图如图2 所示。对该EA部分功耗(3μA)以及低的失调电压的要求,根据σ2(VT)= A2VT/ WL+S2VTD2以及MOS 管的平方率关系[5],设计出各MOS 管的尺寸,M1 和M2 的宽长比为41/2, M3 和M4 的宽长比为4/1,M5 和M6 的宽长比为2/1, 我们这里取W1=W2=82μm,L1=L2=4μm;W3=W4=12μm,L3=L4=3μm;W5=W6=8μm,L5=L6=4μm。实际上,在EA 这部分为了让这一级增益Ger 不小于10dB 且保证有足够的相位裕度,将反馈电容CFF设计为20.8pF,把C1 设计为1.5pF。该部分的仿真结果如图3 所示。结果表明,该设计在保证稳定的前提下Ger 为11dB[6]。

图2 EA 与反馈网络

图2 EA 与反馈网络

图3 EA 的环路增益

图3 EA 的环路增益

图3 EA 的环路增益

2.4 同相放大器设计

  同相放大器电路结构如图4 所示。这一级主要是获得整个环路最大的增益Gnon- inv=25dB~30dB。

图4 同相放大器结构

图4 同相放大器结构为保证低功耗的前提下I1设为5μA,I2设为3μA,在小的偏置电流以及较大的负载的情况下为了保证能得到不小于25dB 的增益,把RF设计为500K。由于同相放大器的增益随负载的增加而减小,在设计中需要适当增加偏置电流I1 和增加RF的值[7]。而带宽受M2 的跨导和调整管的W/L 的影响,需要增加M2 的W/L 以及偏置电流I2。图中M1 的宽长比为4/1, 这里取W1=30μm,L1=3μm,M2 的宽长比为110/1,取W2=110μm,L2=1μm。仿真结果如图5 所示。

图5 同相放大器的增益

图5 同相放大器的增益

图5 同相放大器的增益3 LDO 整体仿真结果与讨论

  我们基于HHNEC 0.35um BCD 工艺下,采用cadence 和Hspice 仿真软件对整体电路做仿真,如图6 所示为LDO 环路稳定性仿真曲线。

(a)负载电流为50mA 仿真曲线

(a)负载电流为50mA 仿真曲线

(b)负载电流为0 时仿真曲线

(b)负载电流为0 时仿真曲线

图6 LDO 环路稳定性仿真曲线

  (a) 图为负载电流为50mA 时,LDO 环路增益为50dB、单位增益带宽为470KHZ、相位裕度为74degree。(b)图为负载电流为0 时,LDO 环路增益为63dB、单位增益带宽为1KHZ、相位裕度为87degree。图7 给出了该LDO 的线性调整率曲线,仿真条件为CL=1μF, 由仿真曲线可以看出该LDO 的线性调整率为:

图7 CL=1μF 线性调整率曲线

图7 CL=1μF 线性调整率曲线

  图8 给出了该LDO 的负载调整率曲线,仿真条件为CL=1μF, 由仿真曲线可以看出该LDO 的负载调整率为:

图8 CL=1μF 负载调整率曲线

图8 CL=1μF 负载调整率曲线

  图9 给出了该LDO 的电源抑制比仿真曲线,仿真条件为IL=1mA。从该曲线可以看出,该LDO 的PSRR 在1KHZ时为- 60dB。

图9 电源抑制比仿真曲线

图9 电源抑制比仿真曲线

4 结论

本文提出的这款LDO 线性稳压器,能保证在μF 级别的寄生电容范围内都可以正常工作。

  该LDO 的静态电流低至10μA,文中同相放大器的引入,提高了整个LDO 的带宽。从仿真结果可以看出,在负载电流Iload=50mA 时,带宽为470KHz。

  该LDO 其它各方面指标都满足设计要求。

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