关于模数转换器(ADC)前端设计，首先必须声明：它是一门艺术。如果日常工作中不在实验室动手操作，不注意放大器和变压器(巴伦)的最新技术趋势，那么前端设计，特别是高频(>100MHz IF)下的前端设计可能非常困难。大部分设计人员都会把数据手册或应用笔记的设计作为起点，但相对于设计人员真正要实现的目标，这些设计所提供的信息可能并不完整。这篇文章的意图不是要给出一个关于高速ADC前端设计的“公式”，而是要说明，利用变压器或放大器优化设计时有许多因素需要权衡。转换器及其拓扑结构有许多类型，本文针对的是采样速率为10MSPS或更高的缓冲型和无缓冲(开关电容)型高速流水线架构。前端是确定转换器接收并采样的信号或信息质量的关键部分。在设计中，如果对这最后一级重视不够，则会对应用的性能产生不利影响。通过了解前端设计的权衡因素，设计人员可以采样一些或所有这些方法来帮助开发基带、带通(即超奈奎斯特频率)或宽带转换器应用的高性能前端。本文分为两个部分，第一部分主要介绍基本理论和概念；第二部分，则会给出前端设计具体的设计指南。

了解前端要实现的目标

首先考虑转换器前端设计需要实现哪些目标。这一点再怎么强调也不过分，因为许多设计欠缺这方面的考虑。大多数转换器的选择依据是采样速率、全功率带宽、功耗、数字输出拓扑结构、通道数和其它相关特性是否适合特定应用。其中的大部分特性被认为是转换器的额定限制。例如，如果采样速率超过转换器的最大采样速率，则会对性能产生不利影响。因此，我们假设在所有情况下，转换器均在时钟规格和其它任何额定规格的范围内工作，转换器不是前端设计过程的限制因素。

选定ADC之后，就必须了解在系统设计规定的条件下，设计高性能前端时需要注意的基本要素。人们发现，对于所有转换器前端设计，有七个参数至关重要，它们是：输入阻抗、VSWR、通带平坦度、带宽、SNR、SFDR和输入驱动电平。当设计人员权衡各种因素以优化设计时，这些参数可以起到指导作用。

输入阻抗是设计或负载的额定特征阻抗。大多数情况下，它为50Ω。但在某些情况下，可能会呈现不同的设计。使用变压器时，输入阻抗负载指原边的整个变压器耦合网络，包括转换器。使用放大器时，阻抗负载仅指放大器的输入端。放大器输出与转换器输入之间的匹配以其它方式完成，通常包括抗混叠滤波器(AAF)。无论何种情况，都可以使用不同的特征阻抗负载，并且应当匹配。设计的带宽越高，则这一特性越重要。

VSWR(电压驻波比)是一个无量纲参数，反映的是在目标带宽内，有多少功率被反射到负载中。此参数还与输入驱动电平有关。如果网络的VSWR较高(>1.5)，则实现转换器满量程所需的增益或驱动能力越高。同样，设计的带宽越高(损耗越多)，则这一特性越重要。

通带平坦度通常指额定带宽内容许的波动/纹波量。它可以是纹波效应或AAF滤波器的滚降特性。无论何种情况，这一参数通常用dB表示(通常是1dB的十分之几），它对于在目标频率范围内设置整体系统增益十分重要，参见图1。



图1：输入驱动电平/通带平坦度/带宽的定义

带宽指系统所用的频率起点与终点之差，可窄可宽。带宽可以位于基带(fsample/2)或者覆盖转换器的多个奈奎斯特区。

SNR(信噪比)要求由整体系统的噪声电平设计决定。一般而言，前端设计的带宽越高，则SNR性能越低，因为设计会连续采样无用的宽带噪声。变压器或放大器与转换器之间通常采用AAF来实现最高的SNR性能。

SFDR(无杂散动态范围)要求由整体系统的动态范围决定。二次和三次谐波失真通常是系统的最大限制因素。务必认真了解其中之一或二者是如何引入的，如果超出转换器本身的线性度，则动态范围会严重受限。

输入驱动电平与带宽、输入阻抗和VSWR特性有关。它设置特定应用所需的系统增益，并高度依赖于所选的前端器件，即变压器、放大器和AAF，这使得驱动电平要求可能是最难满足的要求之一。

由于需要满足的参数如此之多，因此在展开新设计时，所有参数都会从不同方面影响设计。权衡各种因素有时会非常困难，令人不知所措。一种方法是使用电子表格或图表，RADAR图是一种很好的可视化工具，如图2所示。在这类图上，各参数都有其自己的轴。设计人员可以灵活地确定各参数的比例，并在各轴上建立一个窗口。当所有设计参数均得到满足时，最靠近中心的设计将是最佳选择。



图2：RADAR图示例

带宽优先

开始新设计时，最先需要决定同时也是最重要的参数是带宽。带宽为设计指明方向，引导设计人员开辟通往成功之路。本质上有三类前端可供选择：基带型、带通或超奈奎斯特(有时也称为窄带)型以及宽带型，如图3所示。具体选择何种类型取决于应用。


图3：基带、带通与宽带

基带设计要求的带宽是从DC(或低MHz区)到转换器的奈奎斯特频率。用相对带宽表示的话，这意味着大约100MHz或以下。这类设计可以采用放大器或变压器(巴伦)。

带通设计意味着只使用转换器带宽的一小部分，在高中频时，只需要20-60MHz带宽。例如，中心频率可以低至100MHz。如今，大多数情况下的中心频率位于140MHz、170MHz或190MHz。不过，市场显示出向更高中频发展的趋势。本质上讲，设计人员只需利用转换器带宽的一小部分就能完成工作。这种设计通常使用变压器或巴伦。不过，如果较高频率下的SFDR性能足够，也可以使用放大器。

宽带设计通常指需要全部带宽的设计。转换器能够提供多少带宽，用户就会使用多少带宽。在三种设计中，这种设计的带宽最宽，因而是最具挑战性的前端设计。这类应用的带宽范围为DC(或低MHz区)至+GHz区。此类设计常常采用宽带巴伦。

在讨论下一部分之前，笔者想就带宽再多谈几点。注意，转换器全功率带宽与转换器可用带宽是两个概念。全功率带宽指基于数据手册所述的额定分辨率和性能，转换器精确采集信号所需的带宽。它通常远远大于转换器的可用带宽(可能是后者的2倍)。设计应围绕可用带宽展开。所有设计都应当避免使用额定全功率带宽的某一或全部最高频率部分，否则动态性能(SNR/SFDR)会下降，并且变得高度不确定。要确定转换器的可用带宽，请参阅数据手册或联系应用支持。通常，数据手册会规定能够保证额定性能的频率，甚至对此进行过生产测试。

高速转换器类型

知道设计的带宽之后，接下来就需要选择转换器。本质上有两类高速转换器可供选择：缓冲型和无缓冲型(即开关电容型)。虽然有许多不同的转换器可供选择，但本文的所有应用都是针对流水线架构而言，因为这类转换器采用高采样速率，具有足够的分辨率，并且功耗合理。

常用的CMOS开关电容型ADC无内置输入缓冲器，因此其功耗比缓冲型低得多。外部前端直接连接到ADC内部的开关电容采样保持(SHA)电路。这会带来两个问题。第一，它会在采样与保持两种模式之间切换，因此输入阻抗随着频率和模式而变化。第二，来自内部采样电容和网络的电荷注入会将少量信号(与高频成分混合，如图4所示)反射回前端设计和输入信号，这可能导致与转换器模拟输入端相连的无源元件发生建立错误。一般而言，当频率较低时(<100MHz)，这类转换器的输入阻抗非常高(数千欧姆左右)；当差分频率高于200MHz时，输入阻抗滚降至大约200Ω。输入阻抗的虚部或容性部分也是如此，低频时的电容相当高，高频时逐渐变小到大约1-2pF。与这种输入结构匹配是一个极具挑战性的设计问题，特别是当频率高于100MHz时。





图4：时域电荷注入（单端）与频域电荷注入

这些输入端务必采用差分结构，尤其是对于频域设计。差分前端设计能够更好地对电荷注入进行共模抑制，从而使设计不受影响。欲了解无缓冲转换器的输入阻抗，请参阅转换器的数据手册或网页。它可能是在单独的表格中或数据表中列出。如果没有，请咨询制造商。

缓冲输入转换器更容易设计，不利的一面主要是转换器的功耗更高，因为必须特别设计缓冲器以便具有高线性度和低噪声特性。输入阻抗通常规定为固定差分R||C阻抗。它由一个晶体管级进行缓冲，同时该晶体管级以低阻抗驱动转换过程，因此电荷注入尖峰和开关瞬变显着降低。与开关电容ADC不同，输入端接电阻在整个模拟输入频率范围内几乎无变化，因此驱动电路的设计容易得多。图5为缓冲型和无缓冲型ADC的内部采样保持电路的原理示意图。



图5：无缓冲型与缓冲型ADC

转换器的选择可能很难，如今的大部分设计都力求功耗更低，因此设计人员往往采用无缓冲型转换器。 当高线性性能至关重要而功耗相对不重要时，通常使用缓冲型转换器。应当注意，无论选择何种转换器，设计频率越高，则前端设计越困难。单靠选择缓冲型转换器并不能解决所有问题。不过在某些情况下，它可能会降低设计复杂性。

放大器抑或变压器？

知道带宽和转换器之后，下一步就应当选择前端拓扑结构：放大器(有源)还是变压器(无源)。二者各自的利弊说来话长，同时也取决于具体应用，不过希望下面的几点说明有助于正本清源。放大器会增加前端设计的噪声，并需要电源(消耗功率)。其好处是放大器不像变压器一样与增益带宽相关，而且一般具有固定的输入和输出阻抗。通常来说，电压增益型变压器的可用带宽比1:1型低得多。而对于放大器，当采用或需要更大增益时，带宽只有略微降低。在通带区域内，放大器一般具有更好的增益平坦度。变压器则不然。变压器属无源器件，不增加噪声，也不消耗功率。然而，变压器可能存在对称性挑战，引起杂散问题。注意，变压器远非理想器件。如果使用不当，其寄生效应可能会降低任何设计的性能，特别是在较高频率(+100MHz)时以及在电压增益下使用时。

使用放大器而不是变压器的主要理由是前者能够获得更好的通带平坦度。如果这一特性对设计至关重要，则放大器产生的变化更小，在整个频率范围内通常为?0.1 dB。变压器的响应起伏不定，如果必须使用并且平坦度很重要，则可能需要进行“精密调整”。放大器的另一个优势是具有良好的驱动能力。变压器不适合驱动PCB上的长走线，它主要用于与转换器直接相连。如果系统要求将“驱动器/耦合器”放在远处，或者放在不同的板上，那么强烈建议使用放大器。

直流耦合也可能是使用放大器的一个理由，因为变压器本身是交流耦合的。虽然巴伦可以耦合直流，但不推荐使用巴伦，因为在铁芯上提供偏置可能会改变其特性，导致前端性能下降。如果DC是应用所用频谱的重要部分，那么目前可以考虑的一些放大器包括AD8138和ADA4937等。放大器还能提供动态隔离，大约30dB到40dB的反向隔离，以便抑制无缓冲型转换器输入端中的电流瞬变所引起的反冲毛刺。如果设计需要宽带增益，那么放大器与ADC模拟输入端的匹配优于变压器。另一对需要权衡的特性是带宽与噪声。对于频率高于150MHz的设计，变压器能够更好地保持SNR和SFDR性能。然而，在第一或第二奈奎斯特区，变压器和放大器均可以使用。

选择放大器的主要考虑因素总结如下

带宽：如上所述，如果带宽对新设计很重要，则应确保放大器具有充足的带宽，而且它应高于设计实际需要的带宽。这样，放大器将能正确建立，从而解析转换器要采样的信号信息。如果前端设计的带宽不足，放大器将无法正确建立，这将引起信号误差。信号容许的放大器最小误差量应由所选转换器的分辨率决定。输出信号摆幅也是前端设计的一个重要因素。它决定放大器是否能够满足转换器的满量程输入范围。高速转换器的输入范围通常为2V峰峰值差分。大多数放大器能够满足这一范围，但还有其它因素会限制放大器的选择，如线性度和裕量等。务必查看数据手册中的典型工作特性图。对于无缓冲型转换器，共模范围非常重要。转换器所需的共模范围电平由半电源电压(AVDD/2)设置。这些年来，转换器电源电压范围已经降低，现在已难以找到共模电压规格<1V的放大器。注意这是假设放大器与转换器之间为直流耦合。如果应用为交流耦合，则共模范围不再那么重要，但仍应予以考虑。还应注意，如果处理不当，共模范围可能会限制放大器的输出摆幅，导致转换器削波或发生线性度问题(SFDR性能下降)。由于这类设计是在MHz区域，因此应选择具有低噪声和失真特性的放大器。务必查看典型工作特性图，确定放大器是否能够满足整体系统性能要求。假设转换器分辨率足够高，转换器将拾取放大器的所有噪声和失真。如果放大器配置使用增益，则来自放大器的噪声和失真会更糟糕。记住，放大器会放大其固有噪声和失真产物，并将它反映在转换器的性能上。选择放大器时，还应考虑输入和输出阻抗。放大器可能只针对一定范围的输入或输出阻抗进行了优化。如果设计超出此范围，则可能会对转换器的性能产生不利影响，例如噪底起伏不定等。请查看数据手册，如果没有直接给出该阻抗，请在数据手册的特性测试结果中查找。这通常显示在典型工作特性图中。另外，您还可以就特定放大器咨询制造商的应用支持部门。 最后应检查放大器的电源电压范围。有些放大器没有特别针对较低电源电压而设计，在低电压下不能保证线性。如果放大器的电源电压范围较宽，则裕量更充足，放大器的线性度更高。如今的新式放大器支持较低的单电源电压。

相比于放大器，变压器(巴伦)具有许多不同的特性。当设计选择这种器件时，应考虑这些特性。电压增益、阻抗比、带宽和插入损耗、幅度和相位不平衡、回波损耗是其中的一些特性。其它要求可能包括电源额定值、配置类型(巴伦或变压器等)和中心抽头选项。变压器设计并不总是简单明了。例如，变压器特性随着频率而改变，这会给预期蒙上阴影。有些变压器对接地、布局布线和中心抽头耦合敏感。不要完全以变压器的数据手册作为变压器选择的唯一基础。经验在这里能够发挥巨大作用。

选择变压器的重要考虑因素总结如下

理想状态下，信号增益等于变压器的匝数比。虽然变压器或巴伦中的电压增益本身无噪声，不过使用具有电压增益的变压器会放大信号噪声。同时还可能严重影响带宽。变压器可以简单地看作是具有标称增益的宽频带通带滤波器。因此，变压器中的增益越大，则带宽越低，增益平坦度特性的设计也越困难。变压器的电压增益可能变化很大，当不需要增益时，纹波和滚降会更显着。如今，很难找到具有良好的GHz性能、阻抗比为1:4的变压器。总之，用户应保持警惕，如果打算使用1:4、1:8和1:16阻抗比的变压器来改善或优化信号链最后一级的噪声系数，则应考虑周详，并在实验室中进行验证。 由于带宽选择和性能受到限制，因此其弊端很明显，性能不会超过1:1或1:4阻抗比的设计。变压器的插入损耗指规定频率范围内的损耗，是变压器数据手册中最常见的测量规格。回波损耗针对原边而言，指变压器副边端接的有效阻抗不匹配。举例来说，如果副边匝数与原边匝数之比的平方为4:1，当副边端接阻抗为200Ω时，应该有50Ω的阻抗会反射到原边端接。然而，这种关系并不准确，原边上的反射阻抗会随着频率而改变，如下例所示。

首先，找出前端设计的中心频率回波损耗。在此例中，我们使用110MHz。若为理想变压器，则Zo值为50Ω，不过实际上并非如此。从公式3可看出，Zo值低于理想值。

回波损耗(RL) = -18.9 dB @ 110MHz = 20*log(50-Zo/50+Zo) 公式1

10^(-18.9/20) = (50-Zo/50+Zo) 公式2

Zo = 39.8 Ω 公式3

接着求解公式3得到的原边Zo与副边理想阻抗的比值。然后对原边理想阻抗与实际副边阻抗求同样的比值。

Z(原边反射阻抗)/Z(副边理想阻抗) = Z(原边理想阻抗)/Z(副边反射阻抗) 公式4

39.8/200 = 50/X 公式5

求解X，

X = 251 Ω 公式6

一般来说，随着阻抗比的上升，回波损耗的变化也随之提高。利用变压器或巴伦设计匹配前端时，应注意这一点。

就变压器或巴伦而言，幅度和相位不平衡是最关键的性能特征。它们衡量各单端信号与理想值的偏差，幅度相等，相位相差180度。当设计要求高中频(100MHz以上)时，设计人员可根据这两项技术规格，了解向转换器提供的信号线性度。一般而言，偏差越大，则性能下降幅度越大。起步时，一定要选择那些将此信息公布在数据手册中的变压器或巴伦。如果数据手册中不存在此信息，则很可能说明它不适合高频应用。记住，随着频率增加，变压器的非线性也同时增长，通常以相位不平衡为主，转化为转换器的偶次失真(主要是二次谐波失真)。如果预期杂散特性差得远，不要急着责怪转换器，应先检查前端设计。

如果设计采用1:4或更高阻抗比的变压器，应注意此参数在低频时会变得更糟糕。这是因为与1:1阻抗比的变压器相比，匝数加倍会使变压器原边与副边之间的寄生参考差分变得更高。欲深入了解高频相位和幅度不平衡如何影响变压器或巴伦的线性度性能，请参阅参考文献6。

在高频下使用变压器或巴伦时，为了应对二次谐波失真，可以尝试级联使用多个变压器或巴伦。可以使用两个变压器(如图6所示，某些情况下可以使用三个)，帮助在高频率下更充分地将单端信号转换为差分信号。其缺点是占空间，成本和插入损耗会提高。另一个建议是使用其它变压器。市场上有更好的变压器，例如，安伦公司(Anaren)有一项专利设计，它采用无芯拓扑结构，允许只采用单一器件实现千兆区域带宽扩展，从而提供更高的平衡度，而其尺寸则小于标准铁芯变压器。



图6：双变压器拓扑结构。

记住，并非所有制造商都使用同样的方法来规定变压器的性能，即使规格明显类似，相同情况下变压器的运行情况也可能不同。为前端设计选择变压器的最佳途径是收集并了解考虑范围内变压器的所有规格，并索取制造商数据手册中没有说明的其它主要数据项。此外也可使用网络分析仪来衡量变压器的性能。

使用多个变压器时，最后需要注意的一点是，布局起着重要作用，如图7所示。为在高频下保持最佳性能，附加变压器的布局应尽可能对称。否则，使用多个变压器的前端设计可能毫无用处。



图7：双巴伦的对称布局（上）与非对称布局（下），配置的原理图见图6。